スイッチング電源では、LLC 共振コンバータは最も一般的な DC-DC コンバータの 1 つです。LLC 共振回路は 1980 年代に提案され、現在でも広く使用されており、その優位性が証明されています。その利点は次のとおりです。
1. LLCのスイッチング素子はソフトスイッチングを実現でき、スイッチング損失が小さい
2. 高効率と高電力密度
LLCは、対称ハーフブリッジ、非対称ハーフブリッジ、非対称フルブリッジなど、さまざまな構造に応じて多くのタイプに分類されます。
アシンメトリーハーフブリッジLLC▲
Symmetrical Half Bridge LLC▲
アシンメトリック・フル・ブリッジ合同会社▲
その中で、非対称ハーフブリッジ LLC が最も単純であるため、この記事ではこの回路を例として LLC の動作原理を説明します。
アシンメトリーハーフブリッジLLC▲
まず、非対称ハーフブリッジ LLC 回路 (上) の構造を見てみましょう。スイッチング管 Q1 と Q2 が交互にオンになり、V1 に方形波が発生します。ボディ ダイオードと接合容量 Cds も LLC の動作プロセスで役割を果たすため、これらを描画します。Cr は共振インダクタンス、 Lr は共振インダクタンスと呼ばれます。Lm は実際のインダクタンスではなく、変圧器 T の励磁インダクタンスであり、解析の便宜上これと等価です。Cr、Lr、Lmで構成される部分は共振空洞と呼ばれ、 LLCの仕事の中核となる部分であり、LLCの名前の由来となっています。トランスの二次側は一般的なブリッジ整流器となっており、トランスの二次側の電圧は交流であるため、直流出力を得るには整流が必要です。もちろん、センタータップ変圧器による全波整流など、他の整流方法も可能です。
§LLC の基本的な動作原理:
LLC 共振コンバータは、LC 直列共振特性を利用して動作します。
上の回路と同様に、スイッチsの初期状態は左側にありますが、ある瞬間にsが右側に切り替わり、右側のLCで形成されるループで共振が発生します。
共振とは、ループ内の電圧と電流が正弦波状に変化し、電圧と電流の位相差が90°になることを意味します。ループ内の抵抗を考慮しない場合、電圧と電流は等しい振幅で振動します。つまり、正弦波形の振幅は変化しません。実際の回路の抵抗を考慮すると、減衰振動が発生します。つまり、正弦波の振幅はゼロになるまで徐々に小さくなります (以下を参照)。当然のことながら、実際の回路では抵抗をゼロにすることは不可能であるため、共振を維持するために、LC は電源によって定期的に充電される必要があります。
LC の共振周波数は、L と C の値に関連しており、次のように計算されます。
共振空洞の共振を維持するために、スイッチング管を使用して共振空洞のインダクタンスとキャパシタンスを定期的に充電すると、トランスの一次側に交流共振電流が流れ、二次側で交流誘導電圧が得られます。側に接続し、整流して直流を出力します。出力電圧を調整する必要がある場合、V1 の方形波の周波数を変更する (つまり、Q1 と Q2 のスイッチング周波数を変更する) と、トランスの 2 次側の電圧を変更して出力電圧調整の目的を達成できます。これがLLCコンバータの基本原理です。
共振周波数 fr はLLC の中核パラメータであり、パラメータの計算と電圧調整はすべて fr を中心に行われます。
§ パラメータの計算:
LLC コンバータを設計する場合、共振周波数と電圧ゲインなどのいくつかのパラメータを計算する必要があります。それはLLCの稼働状況に直接関係します。
LLC 共振空洞の場合、2 つのインダクタがあり、Lr は共振に確実に関与しますが、Lm の場合、その等価インダクタンスは、出力端での短絡などのトランスの二次回路と一次側回路の影響を受けます。 Lmが共振に関与しない場合、トランス側も短絡と等価になります。このように、Lmが共振に参加する場合と、Lmが共振に参加しない場合の2つの状況を考える必要があります。両方の場合の共振周波数を計算します。
Lmが共振に参加しない場合：
Lm が共鳴に参加すると:
2 つの係数を定義します。
ここで、f はスイッチング周波数です
LLC 回路の FHA 等価回路を簡略化します。
Rac は変圧器の 2 次抵抗に相当し、その値は次のとおりです。
電圧ゲインは、トランスの一次側と入力電圧の比として指定されます。つまり、次のようになります。
簡略化した回路から、Lp と Rac の電圧が等しいことがわかり、Cr と Ls を全体として考えます。Vp は実際には、Lp と Rac を並列接続した後の共振回路の分圧電圧です。 、G
したがって、周波数を変更すると Vp が変化し、それによって出力電圧が変化します。これがLLC の電圧調整原理です。
係数 Q を定義します。
QはRacに反比例し、出力負荷Rが大きいほどQは小さくなり(無負荷時はQは0)、出力負荷Rが小さいほどQは大きくなります(出力短絡時はQは0になります)。無限）。
電圧調整の原理によれば、ゲインと周波数の関数関係は次のように推定できます。
このようにして、LLC のゲイン曲線が得られます。
異なる曲線は異なる Q 値を表し、異なる負荷レベルとして理解できます。たとえば、Q=0.5 の曲線は、出力電圧ゲインと周波数の関係を表します。Q が増加するにつれて、ゲイン曲線のこぶが Fr1 から遠ざかり、Fr に近づくことがわかります。
fs=fr (つまり、スイッチング周波数が共振周波数に等しい) の場合、すべての曲線のゲインが 1 であることがわかります。これが共振の特性であり、共振空洞が共振点で動作するとき、その誘導性リアクタンスの値は容量性リアクタンスの値（つまり ）に等しく、このとき両者はちょうど打ち消し合い、インピーダンスは共振点で変化します。共振回路には最小値があり、回路内の抵抗に等しい値が Rac です。すべての Vs1 を V に加算することと同等、つまり Vs1=Vp となるため、ゲインは 1 になります。
ゲイン曲線グラフは、ZCS エリア、ZVS エリア 1、ZVS エリア 2 の 3 つの作業エリアに分割できます。さまざまなLLC作業のステータスに対応します。スイッチ管のターンオン損失はターンオフ損失よりも大きいため、通常、LLC のスイッチ管を ZVS 領域で動作させることが選択されます。つまり、スイッチング周波数が ZVS 領域の右側になるように選択されます。曲線のピーク (図の太字の緑色で示されているように)。ZVS 領域で動作する場合、共振空洞は全体として誘導性であり、電流は電圧よりも遅れます。
入力電圧が変化しない場合、出力電圧とスイッチング周波数 f の関係はゲイン曲線と同じになります。
ＺＶＳ領域では、周波数ｆｒが高くなるほどゲインが小さくなり、すなわち出力電圧が小さくなることがわかる。
LLC 回路を設計する場合、通常は入出力電圧範囲に基づいて適切なトランス巻数比と共振コンデンサの静電容量を決定し、選択した共振周波数に従って共振インダクタンスのインダクタンスを決定し、選択します。共振インダクタンスによって変圧器の一次インダクタンスが決まり、変圧器のコアに応じて適切な一次巻線と二次巻線の数が選択されます。
§LLCスイッチチューブのドライバー:
PWM デューティ サイクルを通じて出力電圧を調整するチョッパー回路とは異なり、LLC 共振回路はスイッチング周波数 (PFM、パルス周波数変調と呼ばれます) を調整することによって電圧を調整します。
V1で方形波を生成するには。Q1とQ2を交互にONする必要がありますが、スイッチング管のON/OFFには時間がかかるため、瞬時に完了することができず、上の管が完全にOFFになった後、下の管がONになり出力が立ち上がります。上下の管を通してUinが発生し、直接ショートします。したがって、この事態を避けるためには、上管と下管の駆動に遅延を設ける必要があります。つまり、上管 Q1 がオフした後、t 時間遅れて下管 Q2 がオンする必要があります。 ; 同様に、下部管 Q2 がオフになった後、t 時間遅れて上部管 Q1 がオンになります。この遅延をデッドタイムと呼びます。この間、上下管のG極電圧は0になります。
一般的なデッドタイムは数百 ns です。デッドタイムが存在するため、上部および下部のチューブドライバーのデューティサイクルは 50% 未満でなければなりません。
§ ソフトスイッチ:
LLC の高効率は、多くの損失を削減するソフト スイッチングを実現する能力に関係しています。では、ソフトスイッチとは何でしょうか？
以下の回路が利用可能です。
理想的なスイッチ管 Q では、G 極の電圧がターンオンしきい値電圧に達すると、DS 極がすぐにオンになり、G 極の電圧がターンオフ電圧よりも低くなると、電圧はすぐにゼロに低下します。しきい値電圧を超えると、DS 極は直ちに遮断され、電流は直ちにゼロになります。
実際のスイッチチューブはそうではありません。G 極の電圧がターンオンしきい値電圧に達した後、DS 極はすぐにはオンになりませんが、短いターンオンプロセスを経ます(その抵抗が非常に大きい値から非常に小さい値に変化することが理解できます)。スイッチ管の両端の電圧が変化すると、短期間の低下過程があり、当然、そこを流れる電流にも短期間の上昇過程があります(下図aを参照)。このとき、スイッチ管の両端に電圧と電流が流れるため、スイッチ管では電力が消費されますが、このとき消費されるエネルギーをターンオン損失といい、その値はターンオン損失の積分に等しくなります。電圧と電流の積。
同様に、G 極の電圧がターンオフ閾値電圧より低くなった後、DS 極はすぐには遮断されませんが、短いターンオフプロセスを経ます (その抵抗が非常に小さい値から非常に小さい値に変化することが理解できます)大きい）ので、スイッチ管の両端の電圧には短期間の上昇プロセスがあり、当然、そこを流れる電流にも短期間の降下プロセスが発生します（下の図bに示すように）。この過程ではスイッチ管の両端に電圧と電流が流れるため、スイッチ管では電力が消費されます。この過程で消費されるエネルギーをターンオフ損失といい、その値も積分値に等しくなります。電圧と電流の積。
ターンオン損失とターンオフ損失を総称してスイッチング損失といいます。
スイッチング電源では、スイッチング管が数十 kHz から数百 kHz の周波数で動作するため、スイッチング損失が非常に大きくなります。スイッチング電源の効率に影響を与えるだけでなく、多大な熱をもたらします。そのため、スイッチング損失を低減する必要があります。
ソフトスイッチング技術が登場しました。
「ソフト」スイッチと呼ばれる理由は、スイッチングプロセスがそれほど厳しくなく、スイッチチューブが特定の時間にのみオンまたはオフになるためです。オンになるタイミングは、スイッチ管の両端の電圧が 0 になることです (以下の図 a に示すように、ZVS でのゼロ電圧スイッチングと呼びます)。オフになるタイミングは、スイッチ管を流れる電流が 0 になることです (以下の図 b) に示すように、ゼロ電流スイッチング ZCS と呼ばれます。
ON/OFF時、スイッチ管の両端電圧と流れる電流が重ならないため、消費電力は0、スイッチング損失もありません（スイッチ管の内部抵抗により、スイッチング損失は発生します）。少量の仕事の損失）。
しかし、上記の回路では、電源 U が DC 電源の場合、ソフト スイッチングは実現できません。スイッチ管がオンになると、その両端に電圧がかかり、スイッチ管がオンになると電流が流れなければならないからです。オフになりました。DC 電源を AC 電圧電源に置き換えるとどうなるでしょうか (下の図 b を参照)。
AC電圧の正の半サイクルでオンすると、ZVSは達成できません。しかし、AC 電圧が負の半サイクルに入ると、 Q のボディ ダイオードがオンになり、Q の DS 極電圧は 0.7V の固定電圧降下でクランプされます (電流方向: S→D)。この時、G極をONにすることでZVSが実現します。LLC の ZVC もこの原理を利用して実現されており、ボディダイオードを介して MOSFET が反転したときに DS がオンすれば ZVS が実現できます。具体的なプロセスについては、以下の詳細な作業プロセス分析を参照してください。
§LLC の詳細な作業プロセス分析:
LLC の作業プロセスはフライバックに比べて複雑であるため、多くの段階に分けて分析します。
橋梁の整流については改めて説明する必要がないため、ここでは二次側の状況については詳しく分析しません。
パラメータ: Vin=1000V、Rac=320Ω、Cr=0.05uF、Lr=20uF、Lm=100uF、fr1=159KHz、fr2=71.5KHz、スイッチング周波数: 80KHz。
1. 初期状態 - Q1 がオン、Q2 がオフ(共振器状態: Cr、Lr、Lm エネルギー蓄積)
初期状態ではQ1、Q2はともにオフ、Cr、Lr、Lmはいずれも0の状態です。0+ 時間では、上側のトランジスタ Q1 がオンになります。このときの共振回路は上図の太線で示されます。共振電流 Ir はゆっくりと増加し、共振コンデンサ Cr の電圧は、 Cr 電圧が入力電圧 Uin と等しくなるまで増加します。この段階の波形は次のとおりです (赤枠内)。
▲凡例：CH1：Q1、Q2駆動、CH2：Q1、Q2電流、CH3：共振電流Ir、CH4：共振コンデンサCr電圧
2. Q1 がオン、Q2 がオフ(共振器状態: Lr、Lm はエネルギーを解放、Cr はエネルギーを蓄積し続ける)
共振コンデンサ Cr の電圧が Uin に等しくなるまで増加すると、この段階に入ります。Cr 電圧が Uin に等しいとき、共振電流は最大値に達し、この段階で減少します。LrとLmの誘起電圧が逆転し、Crは充電され続け、 Crの電圧は上昇します。波形は次のとおりです。
3. Q1 オフ、Q2 オフ(Lr、Lm はエネルギーを放出し続け、Cr はエネルギーを蓄積し続ける)
Q1がオフになると、Q1が配置されている回路が切断されるため、Q1の電流はすぐに0になります。共振電流 Ir は急激に変化することができず右回りに流れるため、Q2 の S 極の電圧が D 極の電圧よりも高くなり、Q2 のボディダイオードが導通します (方向: S 極→ D 極)。 Q2 を流れる電流はすぐに Ir まで増加します。ダイオードの電圧降下は固定されているため、Q2の電圧は約0.7Vにクランプされます( Vs>Vd )。
Cr 電圧は増加し続け、Ir は減少し続けます。
4. Q1 オフ、Q2 オン(Lr、Lm はエネルギーを放出し続け、Cr はエネルギーを蓄積し続ける)
Q1 がオフになった後、短いデッドタイムの後、Q2 がオンになります。3段目ではQ2のボディダイオードがオンしますが、GS極のボディはオンになっていませんが、実際にはオンしているのと同じであり、Q2のGS極がオンになった後、電圧降下が発生します。さらに削減される。したがって、共振器のケースはステージ 3 と同じままです。注: GS がオンになる前に、その両端の電圧はすでに 0.7V であり、Q2のZVSはこのステップで実現されるためです。
この段階では、Ir は減少し続け、Cr 電圧は増加します。
5. Q1 がオフになり、Q2 がオンになります ( Lr、Lm はエネルギーを蓄積し、Cr はエネルギーを放出します)
前段階では共振電流 Ir が減少しており、それが 0 になるとLr と Lm に蓄えられていたエネルギーが完全に放出され、Cr の電圧は最大値に達します。そして、この段階でCrがエネルギーを放出し、電圧が下がり、LrとLmがエネルギーを蓄えます。したがって、Irは逆に増加します（波形は次のとおり）。Cr 電圧が 0 になるまで、次の段階に進みます。
6. Q1 がオフ、Q2 がオン( Lr、Lm はエネルギーを放出、Cr はエネルギーを蓄積)
共振コンデンサCrの電圧降下が0のとき、共振電流Irは最大値に達します。この段階で、LrとLmはエネルギーを放出し始め、Crはエネルギーを蓄積し始めます。Lr、lm、Cr電圧は全て逆になります。Irは逆に減少し始め、Cr電圧は上昇します（波形は以下の通り）。Q2がオフになるまで、次のステージに進みます。
7. Q1 オフ、Q2 オフ(Lr、Lm エネルギー放出、Cr エネルギー蓄積)
Q2がオフする前に、共振電流Irが反時計回りに流れます。Q2 がオフになった後、共振電流は急激に変化することができず、Q1 のボディ ダイオード (方向: S 極 → D 極) を流れるだけです。Q1 のボディ ダイオードの電圧降下により、Q1 の GS 端子電圧が 0.7V にクランプされます。このときUinはエネルギーを吸収することに相当します。
前段階と同様に、Ir は減少し続け、Cr 電圧は上昇します。Q1本体の電源が入るまでは次のステージに進みます。
8. Q1 がオン、Q2 がオフ(Lr、Lm はエネルギーを放出、Cr はエネルギーを蓄積)
最終段では、Ir は Q1 のボディダイオードを通って導通します。Q のボディは通らないものの、実際には GS が導通しているのと同じです。したがって、Q1 の GS ポールが導通した後は、共振空洞は変化せず、1 つのステージは同じです。
Ir が減少し続けると、Cr 電圧が増加します(下記を参照)。Ir=0 になるまで次の段階に進みます。
9. Q1 がオンになり、Q2 がオフになります( Lr、Lm はエネルギーを蓄積し、Cr はエネルギーを放出します)
Ir が 0 まで減少すると、電流が反転し、Cr 電圧が低下し、Ir が増加します。Cr 電圧が 0 になるまで、次の段階に進みます。
1 0. Q1 がオン、Q2 がオフ、(Lr、Lm、Cr エネルギー蓄積)
この段階は実際には第 2 サイクルの始まりであり、状況は第 1 段階と一致しています。ただ、この段階はQ1がオンになったときに開始されるのではなく、Cr電圧が0になったときに開始されます。
この段階では、 Ir が増加し、Cr 電圧が Uin に等しくなるまで上昇し、次の段階に入ります。
このように、単一サイクルのプロセスについて説明しましたが、以下は単なる連続サイクルです。
共振開始時にはエネルギー伝達が平衡に達していないため、共振開始時の波形は非対称となります。十分なサイクルの後、定常状態に達し、波形は次のように対称になります。
§同期整流:
同期整流とは何ですか?
いわゆる同期整流は、従来のダイオード整流とは異なり、MOSFET に置き換えられます。MOS管のDS電圧を集めてON/OFFを制御し、整流を実現します。
なぜ同期整流が必要なのでしょうか?
ダイオードの導通電圧降下により、出力電圧がどれほど大きくても、ダイオードによって「占有」される電圧が常に 0.7V 存在することが決まります。低電圧と大電流を出力する一部のシナリオ (新エネルギー車の車載 DC-DC など、出力電圧は通常 14 V ですが、電流は 100 A に達する場合があります) では、整流デバイスとして従来のダイオードを使用すると、順方向導通時に多くのエネルギーが発生し、これは電圧と電流の積の積分であるため、全体の効率が低くなり、整流ダイオードの放熱に大きな問題が生じます。
MOSFETには導通電圧降下の問題がなく、内部抵抗も5mΩ未満です。整流にダイオードの代わりに MOSFET を使用すると、損失を最小限に抑えることができます。
LLCコンバータを使用した電源は一般に効率に対する要求が高く、さらに効率を向上させるために一般的なLLCでは同期整流方式が採用されます。
どのように達成するか?
ダイオードが導通する条件は、アノードからカソードへの電圧降下がターンオン電圧に達することです。
同様に、MOSFET の D 極から S 極への電圧降下を収集する限り、電圧降下が正の場合、つまり Vd>Vs の場合は、G 極を制御して MOSFET をオンにし、そうでない場合はオフにします。 MOSFET を使用すると、ダイオードの導通を「シミュレート」でき、その特性を通じて整流が実現されます。したがって、同期整流MOSFETも特別な制御回路と連携する必要があります。
長さは有効です。MATLABシミュレーションについては、次の記事「更新...」を参照してください。
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