PWM单端反激式充电器

主要应用在电瓶车充电器（电动自行车上）

本设计方案及报告

来自——淮海工学院——电气工程及其自动化——G电气161，朱奎春和余某整理设计及编撰。本文章中后半部份采用截图方式。

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以下为详细内容：

引言

开关电源按控制方式分为两种基本形式：一种是脉冲宽度调制（PWM），其特点是固定的开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比；另一种是频率调节（PFM），其特征是固定宽度，利用改变开关频率的方法来调节占空比。二者的电路不同，但都属于时间比率控制（TGC）方式，其作用效果一样，均可达到稳定的目的。目前开关电源大多数采用PWM方式。
随着电子技术的发展，出现了多种PWM技术，其中包括：相电压控制PWM、脉宽PWM法、随机PWM、SPWM法、线电压控制PWM等，而在镍氢电池智能充电器中采用的脉宽PWM法，它是把每一脉冲宽度均相等的脉冲列作为PWM波形，通过改变脉冲列的周期可以调频，改变脉冲的宽度或占空比可以调压，采用适当控制方法即可使电压与频率协调变化。可以通过调整PWM的周期、PWM的占空比而达到控制充电电流的目的。
电动车充电器是专门为电动自行车的电瓶配置的一个充电设备！充电器的分类：用有、无工频（50赫兹）变压器区分，可分为两大类。货运三轮充电器一般使用带工频变压器的充电机，体积大、重量大、费电，但是可靠，便宜；电动自行车和电摩则使用所谓开关电源式充电器，省电，效率高，但是易坏。

1 设计内容

本次课程设计为PWM脉冲宽度调制充电器，用单端反激变换器。课程设计主要步骤有方案选择，方案设计，充电器分析，主电路分析，相关计算。在市面上，现在有许多的充电设计方案，如：正负式、二段式、三段式和全智能脉冲充电器等，其中三段智能充电器用户较多。我们本次方案为三段式的。

1．1 参数指标

目前市面上充电器输出电压及规格的主要的分为以下几种：
1.1.1 36V10-12Ah：
恒流1.8A±0.1A，最高限压：44.4V，转灯电流:300mA±20mA，浮充电压：41.4-41.7V。
1.1.2 48V10-12Ah：
恒流1.8A±0.1A，最高限压：59.2V，转灯电流:300mA±20mA，浮充电压：55.2-55.6V。
1.1.3 48V14-16Ah：
恒流2.0A±0.1A，最高限压：59.2V，转灯电流:350mA±20mA，浮充电压：55.2-55.6V。
1.1.4 48V17Ah：
恒流2.7A±0.2A，最高限压：59.2V，转灯电流:500mA±20mA，浮充电压：55.2-55.6V。
1.1.5 48V20Ah：
恒流3.0A±0.2A，最高限压：59.2V，转灯电流:600mA±30mA，浮充电压：55.2-55.6V。
1.1.6 48V28Ah：
恒流4.5A±0.3A，最高限压：59.2V，转灯电流:800mA±50mA，浮充电压：55.2-55.6V。
由于我们设计的事物与相关的资料整理，这里我们选择48V28Ah的充电器参数，作为我们本次课程设计的参数指标。

1.2 技术要求

对于这次充电器我们要能够对电瓶车的进行三段式，三段式充电器的充电模式是把充电过程分为恒流、恒压、浮充三个充电阶段。并且具有电池检测部分和电网电压波动的保护电路，可以进行过流保护，和输出端短路保护。
电动自行车是集蓄电池技术，电力电子技术，电动机技术，和精密传动技术于一体的新型特种自行车，因其无污染，低噪音，低能耗，占道少，方便快捷等特点而成为国际上流行和大力推广的绿色私人交通工具。

2 方案选择

电瓶车充电器总体框图
图2 电瓶车充电器总体框图

2.1 方案设计

2.1.1 整流滤波电路
整流滤波电路，有半波整流，桥式整流，变压器中心抽头式整流。还分有的器件的类型不控型、半控型、全控型。滤波有电容滤波，电感滤波，还有Π型滤波。
为了可以的到较好的整流我们采用不控型桥式电容滤波整流。由于电瓶车充电器充电功率一般回有200W左右。所以二极管我们就不用堆栈式的，采用直插式的，能够更好的扇热。
2.1.2 开关管的选择
开关管的的类型主要分半控型、全控型。如晶闸管，GTO, GTR, IGBT, MOSFET等。而IGBT是绝缘栅双极场效应管，为电压控制电流，栅控器件，其工作频率比普通的双极器件高，电流处理能力比MOSFET要强，一般用于中高频中高压领域。功率MOSFET由于是单极型器件，电流处理能力相对较弱，但由于其在开关过程中，没有载流子存储的建立与抽取，其频率特性好，用于高频低压领域。
本次电瓶车充电器是高频变压的，在对管子选择，我们选择频率性好的MOSFET开关管。价格也较为合适。
图2-1-2 MOSFET管图及内部结构

2.1.3 高频变压电路
常用的开关电源式充电器又分半桥式和单激式两大类，单激类又分为正激式和反激式两类。半桥式成本高，性能好，常用于带负脉冲的充电器；单激式成本低，市场占有率高。但也有少数采用PFM方式。PWM方式电路的工作原理：
图1-2-3 PWM方式电路的工作原理
若用T表示开关的脉冲周期，t_(on )表示其导通时间，n表示高频变压器的变比，在脉冲周期一定的前提下，功率变换器的最后输出电压U_(o ) 和输入电压U_(i )的关系可用式（2-1）表示:
U_O=1/n t_on/T U_S=1/n DU_S （2-1）
式(2-1)表明,开电源的输入电压或输出电压发生变化时,如电网电压升高或负载变化使输出电压升高或降低时,只要适当控制占空比,可以使输出电压Uo保持不变。控制电路的作用就是实现这个功能,脉宽调制器是这类开关电源的核心,它能产生频率固定而脉冲宽度可调的驱动信号,以控制开关器件的通断状态,从而调节输出电压的高低,达到稳压的目的。锯齿波发生器用于提供恒定的时钟频率信号。利用误差放大器和PWM比较器形成闭环调压系统。如果由于某种原因使Uo升高,脉宽调制器就改变驱动信号的脉冲宽度,亦即改变开关的占空比D,使斩波后的平均住电压下降,反之亦然。
图2-1-3 变换器与单端正激
buck变换器与单端正激。图2-1-3中（a）图为buck电路。但是我们充电器的输入电压整流后电压约为300V，对蓄电池和人都有潜在的危险，因此需要对buck变换器进行改变，改为图2-1-3中（b），加入隔离变压器，进行电的隔离，只有磁的联系。图2-1-3中（b）为单端正激变换器。由我们学习过的电力电子技术课本得到单端正激：
U_O=N_2/N_1 t_on/T U_S=N_2/N_1 DU_S （5-1）
而单端反激DC/DC变换器图2-1-3（c）如下
图2-1-3（c）单端反激DC/DC变换器

在图2-1-3（c）中,变压器T1起隔离和传递储存能量的作用,即在开关管Q开通时Np储存能量,开关管Q关断时Np向Ns释放能量。在输出端要加由电感器L和电容C。组成一个低通滤波器,变压器初级有Cr、Rr和〖VD〗_r组成的RCD漏感尖峰吸收电路。输出回路需有一个整流二极管VD1。若变压器使用有气隙的磁芯,其铜损较大,变压器的温度相对较高,并且其输出的纹波电压比较大。但其优点是电路结构简单,适用于200W以下的电源,且多路输出交调特性相对较好。
本次课程方案我们选择为单端反激变换器。首先选择变压器可以进行隔离，把高压侧和低压侧进行变压器隔离。防止因为外界等因素影响，造成爆炸等危害。变压器既具有储能，变压和隔离的功能。其次因为反激式的优点是电路简单，体积也相对来说比较小。主要的是反激式的电源输出电压受占空比的调节幅度，相对于正激式开关电源来说要高很多。反激式开关电源多用于多路输出的场合。
2.1.4 控制电路
控制电路是对控制这电路的运行状态的部分。主要是产生脉冲控制开关管的通断，三端式充电恒流、稳压和涓流充电。也能对充电电量的显示，及电源的各种保护，如电网电压的波动，负载短路，负载不匹配（不是对应充电器的蓄电池组）等检测。
采用集成元件，体积小，电路结构简单，便于设计。控制电路对功率要求不大。产生PWM脉冲调制相关的的集成器件有UC3842,UC3843等。
为了设计简单我们采用UC3843集成块，来控制MOSFET管的通断。对检测蓄电池组集成块有LM339为4个电压比较器。价格也较为合适。
图 2-1-4 （a）UC3843管脚图
图2-1-4（b）LM339管脚图

3 充电器相关参数设计

3.1 整流电路的计算、元件参数选择：

图3-1 整流电路
而滤波电容的大小选取如下：
对于整流滤波电路，桥式全波整流滤波带负载的输出电压公式：
U_L=1.2×U_2=1.2×220=264V
每个二极管承受的最大反向电压：
U_VTM=√2 U=√2×220≈311V
为了考虑1.5~2的余量:
U_VTM=(1.5_2)×311=466622V
为得到平滑的负载电压：
τ=RE1=4T/2=2T=2/50=0.04s
由此得到滤波电容：
E1=0.04/1320=30μF
若考虑电网电压波动，则电容承受的最高电压为：
V_cm=264×(1+0.1)=290.4V
根据上面的计算结果，滤波电容应选用标称为68uF 400V的电解电容。经过工频交流电滤波电路滤波后的工频电压通过整流二极管D1~D4全桥整流，再经过滤波电容E1滤波。通过查找二极管的参数可以了解到IN5399的最高反向峰值电压为1000V，平均整流电流为5A，最大峰值浪涌电压一般为1.5A，最大反向漏电流为5A，通过比较发现，符合作为充电器的高速整流用。

3.2 RCD箝位电路作用，参数计算与选择

图3-2 RCD箝位电路
该电路用于限制MOSFET关断时，高频变压器漏感的能量引起的尖峰电位和次级线圈反射电压的叠加，叠加的电压产生在MOS管由饱和转向关断的过程中，漏感中的能量通过VD向C6充电，C6上的电压可能冲到反电动势与漏感电压的叠加值。
C6作用：将该部分的能量吸收掉，其容量大小：
单端反激电路漏感Le一般在40uH到100uH之间，这里取60uH计算。
C6=(（Le×Isc×2）)/((Vr+△Vpp))×2-Vr×2=22nF
R6=0.63×(（Vr+△Vpp）)/((△Vpp×f×C))=100kΩ
VD的选择：耐压值要超过叠加值的10%。电流要大于输入电流的平均值的10%。因此，选择800V，3A的二极管。选择为IN5399二极管。

3.3 UC3842各管脚电位、元件参数的计算、选择

图3-3 UC3842各管脚电位
1脚：1脚是误差放大器的输出端，误差放大输出约为3.4V。
2脚：反馈电压输入端，此脚电压与误差放大器同相端的2.5V基准电压进行比较，产生误差电压，从而控制脉冲宽度。误差放大器反相输入端约为2.4V。
因为电路原因，UC3842的2脚和1脚之间通常会有补偿网络，通过电阻和电容来补偿。
两者大小不会太大，所以C1=10nF，R3=10kΩ。
3脚：电流检测输入端，当检测电压超过1V时，缩小脉冲宽度，使电源处于间歇工作状态，该脚产生大概0.1V的电压。
因为干扰问题，所以UC3842的电流取样端3脚为防止干扰，在后面接RC滤波器。
由于3脚干扰信号为高频，若选用电容较大，那在使用中，会因它电解液的频繁极化而产生较大热量，而较高的温度将使电容内部的电解液气化，电容内压力升高，最终导致电容的鼓包和爆裂。所以这里我们选用100pF的电解电容作为滤波。
4脚：定时端，内部振荡器的工作频率由外接阻容时间常数决定：
f=1.72/((R_4×C_3))
为了使频率在300kHz，所以电阻R4选择如下：
R_4=1.72/(f×C_3 )=1.72/(300×〖10〗^{3×4.7×〖10〗}(-9) )≈1.2KΩ
6脚：6脚为推挽输出端，内部为图腾柱式，上升、下降时间仅为50ns，驱动能力为正负1A，根据电路可知，该电流为正，假设此时电流正好为1A，驱动输出电压为2V，根据N沟道结型场效应的特性：Vgs大于一定的值就会导通，适用于源极接地。因为6脚电位本身就不高，那么Rg的阻值要远大于R8，才能分去更多的电压，才能满足MOS管的导通要求。所以R8、R9的取值分别为15Ω、10kΩ。
7脚：国产的电源PWM控制电路最常用的集成电路型号就是UC3842，经查阅它的7脚电压在10V到17V之间波动，因为整流滤波电路供给的电压达到近300V左右，又因为让芯片UC3842启动的电流在0.5mA到1mA之间，那么在电阻R5上的电流必须大于它既可，而它的电流又不能太大，则可推断出R5的阻值必定很大，若取1.5mA的电流供给芯片启动，则：
R5=300V/1.5mA=200kΩ
8脚：基准电压输出，可以输出的精确的+5V电压，电流可达0.05A
C2是个滤除8脚与4脚之间产生的不必要信号，这里取100nF。

3.4 MOSFET管的选择

图3-4 MOSFET管
最大占空比D_max因为不能超过50%，因此这里取40%用于计算，后面同样。
耐压选择:
V_dss=V_dcmax=600V
耐电流选择:
I_d=I_out 1.2(PoVdmin)1-D_max=1.5A
所以这里选择SSS5N80的MOSFET管，额定值分别为：800V 2.7A 42W