第1の演算増幅器の誕生は、様々なアナログ信号の操作として使用される場合、その名前は、それ以来使用されてきたが、今ちょうど、いわゆる「操作」されないが、今では役割の複数の「信号コンディショニング及び増幅として機能します。 " 信号増幅を言うことができる負荷ように、基本的なアナログ信号処理、及びエネルギーと入力信号の作用の下で、エネルギー負荷へのDC電源によって電力増幅回路が得られる変換の性質の増幅制御、すなわち電源は、負荷が非常に大きい信号を得るために、常に入力電圧または電流より高く、両方の場合に起こり得ることを示しており、提供されるエネルギー源から得られるエネルギーよりも大きいです。
ここで私は友人を設計する必要が持参しないように、最も簡単な概略的な「プラグイン話す、」私ははっきりとそれを表現したいの方法を戦う意味、我々はオペアンプ注目すべき使用し、いくつかの重要な質問です視覚疲労。
1、すべての最初は、最もシンプルなオペアンプのモデルをよく理解する必要があります：
オペアンプの出力電圧を制御源によって提供される、請求オペアンプ、我々は電圧制御電圧源とみなすことができるオペアンプの原理から、差動電圧を制御する電圧制御電圧源は、入力された次の図：
2、オペアンプ、現在の制約の出力は、まだキルヒホッフの電流の法則に従ってください。
これは、電流が帰還抵抗Rfに流れると考えることができず、電流Iは、チップの内部構造により決定されるオペアンプの出力端子と、に特に高い「機会」であるので、負荷抵抗RLに流れる電流は、等しいですときに、アプリケーションの精度は、このに対する良好なガードでなければなりません。
図3は、それ自体が発生する浮遊容量と抵抗の影響は、オペアンプを使用した場合注意します：
このゲイン関数は次のように逆比例演算回路があります。
ここで、C1は、周波数特性スパイクが現れ、及びC2は高周波領域での利得は、周波数特性の劣化をもたらす、減少するようになりせます！平均低周波アプリケーションでは、この要因は「ブラインド」ですが、低ノイズ環境を必要とする場合には、浮遊容量の影響を低減、または単にすることができますので、あなたは、抵抗Ri及びRfを削減しようとする必要があります開発コストが許すならば、さらに高精度抵抗を使用。
図4に示すように、フィードバック係数の定量化のために曖昧であってはなりません。
从这两个图可以看出，虽然他们的增益绝对值是一样的，都是1，说白了这两个电路都可以看作是一个电压跟随器。显然图（b）的负反馈系数要大，性能应该会更好，但是它防止振荡的能力却不如图（a）的电路，因为它对于信号的变化过于“敏感”。所以在实际设计电路时，对于反馈系数的量化问题是不能含糊的，它很大程度地决定了系统的“稳”、“快”、“准”这三个方面。最终的电路设计应该是这三个方面的折中，以此达到传说中的性能最优化。
5、
单电源供电时需注意输出电压摆幅的问题：
如上图所示，由于是单电源供电，那么运放的两个输入端必须加有直流偏压，而且为了使电路的输出电压的动态范围最大化，一般要求VP=VN=VCC/2。此外，这里运放的输入、输出端的直流电位不为零，So，需要采用电容（C1、C2）来耦合信号。
6、得注意运放的输入寄生电容：
由于运放的内部结构因素，导致运放具有数pF~数十pF的输入寄生电容，这自然使得运放的稳定性变差了，输入寄生电容会和输入电阻一起形成一个容易被人忽略的LPF，倘若输入信号的频率超过一定值，则就会丢失信息。这个频率值函数为：
为了解决这个问题，一般采用如下电路所示的方法：
由于输入寄生电容使得相位滞后，因此可以用超前相位的补偿来防止振荡，上图中的CF有相位超前的作用，有效地解决了寄生电容所带来的问题。通常CF取值要稍大于Ci。
7、需要防止运放进入非线性区，除非该运放用于比较器电路：
这是一个很普通的积分电路。如果输入信号的频率过低的话，则没有反馈回路了，即此时电路处于开环状态，也就意味着运放的电压增益非常大，输出电压将极易进入非线性区，就失去信号放大的意义了。为此，我们可以在电容两端并联一个电阻来加以限制运放的增益。如下图
8、对于输出电阻应该知道是怎么回事：
对于图（a）来说，输出电阻由R决定，而对于图（b）来说，由于R放在反馈电路内部，所以它的输出阻抗非常低，驱动能力比图（a）所示电路显然要好。
以上只是运算放大器的使用注意事项中的几个点，更多的得需要我们在实践中不断总结，不断积累，以及借鉴前人的经验，只有这样，我们才能更好地认识和运用运算放大器，才有可能把前端信号调理地更好。
