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1. 定電流回路の3つの設計手法
私はハードウェアの研究開発技術者なので、定電流回路には馴染みがないと思いますが、この記事では以下の 3 つの定電流回路の回路図を紹介します。
トランジスタ定電流回路
トランジスタ定電流回路
三極管の定電流回路は主にQ2三極管のベースレベル導通電圧が0.6～0.7Vである特性を利用しており、Q2三極管がオンするとQ1三極管のベースレベル電圧がプルダウンされてカットされます。オフで負荷 R1 は動作せず、負荷 R1 が流れる 通過電流は抵抗 R6 の電流と等しく (Q1、Q2 トランジスタのベース電流は無視)、抵抗 R6 の電流は抵抗 R6 の電流と等しくなります。 R6の両端電圧をR6の抵抗値で割った0.6～0.7V(固定)がR1に流れる R1負荷の電源端子のVCC電圧が変動しても負荷の電流は一定、定電流の回路効果も得られます。
オペアンプ定電流回路
オペアンプ定電流回路
オペアンプの定電流回路は主にオペアンプの「ボルテージフォロワ特性」を利用しており、抵抗R4入力時にオペアンプの2つの入力端子Pin3、Pin2の電圧が回路特性と等しくなります。電源電圧を安定させるためのVin、抵抗R7の端子の電圧もVin一定なので、外部回路がどんなに変化しても抵抗R7に流れる電流は変化せず、三極管定数の原理解析と同じです。電流回路では、R2に負荷される電流はR7抵抗の電流に等しいため、R2の負荷が変化しても電源が可変電圧電源であり、R2負荷の電流も一定に保たれ、定常電流を実現します。現在の効果。
三極管とオペアンプを用いた定電流回路設計に加え、主にツェナーダイオードの電圧安定化特性を利用した定電流回路設計手法を紹介します。
ツェナーダイオード定電流回路
ツェナーダイオード定電流回路
ツェナーダイオードの定電流回路では、トランジスタQ4のベース電圧はツェナーダイオードの安定電圧Uzdに制限されるため、R10抵抗の電圧はUzdからベース間の導通電圧降下0.7Vを引いた値となります。とトランジスタのエミッタ、つまり U=Uzd-0.7 は一定のままであるため、VCC 電源が可変であっても R10 抵抗に流れる電流は一定です。つまり、R8 負荷の電流は変化せずに維持されます。定電流の影響。
2. 4つの定電流源回路の解析
基本的な定電流源回路は主に入力段と出力段で構成され、入力段は基準電流を供給し、出力段は必要な定電流を出力します。定電流源回路は、他の回路の安定した動作を保証するために安定した電流を供給できる基盤です。つまり、定電流源回路は一定の電流を出力する必要があるため、出力段となるデバイスは飽和出力電流のボルトアンペア特性を有する必要がある。
これは、出力電流飽和で動作するバイポーラ接合トランジスタまたは金属酸化物半電界効果トランジスタを使用して実現できます。出力トランジスタの電流の安定性を確保するには、次の 2 つの条件を満たす必要があります。
入力電圧は安定している必要があります。入力段は定電圧源である必要があります。
出力トランジスタの出力抵抗はできるだけ高くする必要があります。出力段は定電流源である必要があります。
4 つの定電流源回路の解析:
改良された差動アンプでは、エミッタ抵抗 RE が定電流源に置き換えられています。これにより、差動アンプ回路に適切な静的動作電流が設定されるだけでなく、コモンモード負帰還効果が大幅に強化され、回路がより強力になります。コモンモード信号抑制機能があり、高い電源電圧を必要としないため、定電流源と差動増幅回路は完全に一致します。
定電流源は、増幅回路に適切な静止電流を供給できるだけでなく、高値の抵抗器に代わる能動負荷としても使用でき、それによって増幅回路の電圧倍率を高めることができます。この用途は、集積オペアンプ回路において非常に広範囲に応用できます。このセクションでは、一般的な定電流源回路とその能動負荷としてのアプリケーションを紹介します。
ミラー定電流源回路
下図のように、特性が同じ2本のVT0、VT1管で構成された鏡像定電流源回路となっており、VT0管のc極とb極が接続されているため、UCE0=UBE0となります。 ＶＴ０は増幅状態にあり、コレクタ電流ＩＣ０＝β０×ＩＢ０となる。さらに、真空管 VT0 と VT1 は別々に接続されているため、ベース電流 IB0=IB1=IB となります。電流増幅率 β0=β1=β とすると、2 つの真空管のコレクタ電流は IC0=IC1=IC=β*IB となります。回路の特殊な接続により、2 つの真空管のコレクタ IC1 と IC0 が鏡像関係にあることがわかります。そのため、この回路はミラー定電流源と呼ばれます (IR は基準電流、IC1 は基準電流)出力電流）。
ミラー定電流源回路はシンプルで広く使われています。しかし、電源電圧が一定の場合、IC1 を大きくする必要がある場合、必然的に IR が増加し、抵抗 R の消費電力が増加するため、集積回路では避けるべきであり、IC1 を小さくする必要がある場合、 IRは必然的に小さくなり、抵抗Rの値は非常に大きくなり、集積回路で実現するのは困難であるため、他の方法で解決することを考え、他の電流源回路が導出されます。
比例定電流源回路
下図に示すように、同一特性の2本の管VT0、VT1で構成され、2本のエミッタにそれぞれ抵抗Re0、Re1が直列に接続された比例定電流源回路です。比例定電流回路源は、IC1≒IRの関係を変化させ、IC1とIRを比例させることで、鏡像定電流源回路の欠点を克服します。一般的な静的動作点安定化回路と同様に、Re0、Re1 は電流負帰還抵抗であるため、ミラー定電流源回路に比べ、比例定電流源の出力電流 IC1 は安定性が高くなります。
微小可変定電流源回路
Re0 が非常に小さいかゼロの場合、Re1 はより小さな抵抗を使用するだけでより小さな出力電流を得ることができ、この回路はマイクロ可変定電流源と呼ばれます (下図)。統合オペアンプの入力段の自己消費電流は非常に小さく、多くの場合わずか数十マイクロアンペア、またはそれより小さいため、微小可変電流源は主に統合オペアンプの入力段の能動負荷に使用されます。
多チャンネル定電流源回路
内蔵オペアンプは多段増幅回路であるため、各段に適切な静止電流を供給するには複数の定電流源回路が必要です。基準電流を使用して、各ステージのニーズに合わせて複数の異なる出力電流を取得できます。下図の回路は比例定電流源をベースにした多チャンネル定電流源回路で、IRは基準電流、IC1、IC2、IC3は3つの出力電流です。各真空管間の電圧 UBE の値はほぼ等しいため、次の近似関係が得られます。
IE0Re0≈IE1Re1≈IE2Re2≈IE3Re3
IE0 が決まれば、すべてのレベルで適切な抵抗を選択する限り、必要な電流を得ることができます。
3. スイッチング電源設計：DC-DCレイアウトと配線のポイント
スイッチング電源の設計においては、回路設計と同様にPCBのレイアウト設計も重要です。合理的なレイアウトにより、電源回路に起因するさまざまな問題を回避できます。無理なレイアウトを行うと、出力信号とスイッチング信号が重畳し、ノイズの増加、レギュレーション性能の低下、安定性の低下などが発生する可能性があります。これらの問題は、適切なレイアウトを使用することで回避できます。
1. DC-DC循環
図24-1：スイッチング素子Q1がONした時の電流経路
図24-1の赤線はスイッチング素子Q1がオンしたときに流れる主電流と経路と方向を示しています。Cbypass は高周波用デカップリングコンデンサ、CIN は大容量コンデンサです。スイッチング素子 Q1 がオンになると、急峻な電流が流れ、その大部分は Cbypass によって供給され、次に CIN によって供給され、ゆっくりと変化する電流は入力電源によって供給されます。
図 24-2: スイッチング素子 Q1 がオフしたときの電流経路
図24-2の赤線はスイッチング素子Q1がオフしたときの電流経路を示しています。フリーホイールダイオードD1がオンし、インダクタLに蓄積されたエネルギーが出力側に放出されます。降圧コンバータの出力トポロジと直列のインダクタにより、出力コンデンサの電流は変動しますが、比較的滑らかです。
図 24-3: 電流差動の観点から重要な経路、レイアウト
図 24-3 の赤い線は、図 24-1 と図 24-2 の違いを表しています。スイッチング素子Q1がオフからオン、オンからオフに切り替わると、赤線の電流が急激に変化します。この変化は速いため、より高調波を含んだ波形が現れます。この差動システムは PCB レイアウトの重要なポイントであり、最大限の注意を払う必要があります。
2. PCB レイアウトのポイント
PCB レイアウトの主なポイントは次のとおりです。
1: 入力コンデンサ、還流ダイオード、IC チップを PCB の同じ側に配置し、できるだけ IC チップの近くに配置します。
2: 放熱条件を改善するために、アレイによる放熱を追加することを検討できます。
3 :インダクタンスは、入力コンデンサに次いで重要なスイッチングノードからの放射ノイズを最小限に抑えることができ、IC の近くに配置する必要があり、インダクタンス配線の銅箔面積が大きくなりすぎないようにする必要があります。 。
4: 出力コンデンサはインダクタのできるだけ近くに配置する必要があります。
5: フィードバック経路の配線は、インダクタやフリーホイーリング ダイオードなどのノイズ源から離してください。
3. 入力コンデンサのレイアウト
レイアウトを設計するときは、最も重要なコンポーネントである入力コンデンサとフリーホイーリング ダイオードを最初に配置します。小電流（Iout≤1A）の電源を設計する場合、必要な入力容量は比較的小さいため、セラミックコンデンサをCINとCbypassとして同時に使用できる場合があります。セラミックコンデンサの容量値が小さいほど周波数特性が良くなるからです。ただし、セラミックコンデンサの種類により周波数特性が異なりますので、ご使用前に現物の周波数特性をご確認ください。
図 24-4: セラミックコンデンサの周波数特性
CIN:1μF 50V X5R 10μF 50V X5R
CBY:0.1μF 50V X7R 0.47μF 50V X7R
図 24-4 に示すように、CIN として大容量のコンデンサを使用する場合、一般に周波数特性が良くないため、通常は CIN と並列に周波数特性の良い高周波デカップリングコンデンサ Cbypass を構成する必要があります。 Cbypass は通常、静電容量が 0.1μF ～ 0.47μF の表面実装型積層セラミック コンデンサ (MLCC) を使用し、X5R または X7R タイプを選択します。
図 24-5: 理想的な入力コンデンサのレイアウト
Cbypass 時、IC の VIN 端子と GND 端子が遠い場合、配線寄生インダクタンスの影響により電圧ノイズ/リンギングが発生しますので、両者間の配線距離を短くするようにしてください。降圧コンバータのアプリケーションでは、Cbypass が IC の最も近くに配置されている場合でも、CIN のグランドには数百 MHz の高周波が存在します。したがって、CIN のグランドと出力コンデンサ Cout のグランドは 1cm ～ 2cm 離して配置することを推奨します。
図 24-6: CBYPASS を IC と同じ側に最も近い位置に配置した場合
CIN は 2cm の距離に設置すればそれほど問題はありません。
図 24-7: IC の背面に CIN を配置すると、リップル電圧が増加する可能性がある 
図 24-8: 最適ではない入力コンデンサのレイアウトがビアとインダクタンスの影響を受け、ノイズが増加する
4. フリーホイールダイオードのレイアウト
ダイオード D1 は、IC と同じ層に、IC ピンに最も近い位置に配置する必要があります。図 24-9 は、Cbypass、CIN、およびダイオード D1 の理想的なレイアウトです。IC の端子からダイオードまでの距離が長すぎると、配線の寄生インダクタンスによるスパイク状のノイズが出力に重畳されます。フリーホイーリング ダイオードは、可能な限り短くて幅広い配線を使用して、スイッチ ピンと IC の GND ピンに直接接続する必要があります。下層との接続にビアを使用すると、ビアの寄生インダクタンスの影響でグリッチノイズが増加するため、還流ダイオードの配線はビアを使用しないでください。
図 24-9: 理想的なフリーホイーリング ダイオードのレイアウト
また、図 24-10 に示すような無理なレイアウトもあり、還流ダイオードと IC のスイッチ端子および GND 端子間の距離が遠いため、配線の寄生インダクタンスが増加し、ノイズスパイクが大きくなります。レイアウト不良によるグリッチノイズを改善するために、応急処置としてRCスナバ回路を追加する場合があります。
図 24-10: 非理想的なフリーホイーリング ダイオードのレイアウト
図 24-11 に示すスナバ回路は、IC のスイッチ端子と GND 端子の近くに配置する必要があります。ダイオードの両端に配置しても、配線の寄生インダクタンスによるグリッチノイズは吸収できません(図24-12)。
図 24-11: 理想的なスナバ レイアウト 
図 24-12: 理想的ではないスナバ レイアウト
5. サーマルパッド
プリント基板の銅箔は放熱に役立ちますが、厚みが足りないため、ある面積を超えると面積に見合った放熱効果が得られません。熱を放散するための基板の使用は、基板のプレートを通じて実現され、放熱ビアの使用により、熱を基板の反対側に効果的に伝達し、熱抵抗を大幅に低減できます。