ベースバンドデジタル信号の伝送
1. PCMエンコーディング
TDM時分割多重化を使用することで、同じ物理接続に異なる時間に異なる送信信号、それは多重達成することができます。
多重化時分割分周基準信号の量と時間は、各方面からの信号が時間軸上で重複しないようにする必要があります。
時分割多重（TDM、時分割多重化）された（タイムスロットとも呼ばれる）いくつかのタイムスライスの時間に分割されている全体のトランスポートチャネル情報に供給され、タイムスロットが使用される信号源のそれぞれに割り当てられました。
1.1なぜ使用のPCMコーディング
電子スイッチの両方の開始位置と一致していなければならない回転速度を受信し、送信し、それはPCM（パルス符号変調（符号変調、PCM）システムの同期要件をパルス。両端の送信および受信され近いエラーを引き起こす可能性が収率は、開始位置がすべて1つのフレーム長の両端（すなわち、回転当たり）一度チェックで行われ、デジタル・コールの同じ周波数またはクロックレートまたはビット同期ビット同期が同じ電子スイッチの回転の2人の人気率として理解することができると述べましたこれは、フレーム同期と呼ばれる。なく、どのチャンネルに属し、正常試料の一部であり、受信し8ヤードを区別確保するように、この同期を達成するために、受信端で必要な2つの装置が設けられています。まず、受信されたPCM信号シーケンス同期識別コードの位置を識別するための識別手段、プリアンブル、第2の調整手段、送信側と受信側の端部は、同期識別コードの位置に対応していない、受信側のニーズがので、2つのように調整しますまとめてフレーム同期回路と呼ばれる2つのデバイス上の位置に対応するものです。
- 最初のポイントは：シグナル伝達は、PCM音声データセッション複数のフレーミングを搭載PCM（パルス符号変調パルス符号変調）TDM法（フレームはさらに、フレーム同期情報及びシグナリング情報を含む）、各フレームタイムスロット内で送信、すべての方法をPCM信号を搬送する各タイムスロット。
- 太字スタイルは、中心の作成を強調し、あなたの好みのスタイルのコードを設定し、値下げコードはハイライトの選択された曲を表示するディスプレイに。
- 追加画像のドラッグ＆ドロップ機能、次のことが可能に直接ドラッグして、編集エリアの表示に直接ローカルの画像をドロップします。
- 新しい式KaTeX数学的な構文。
- サポートが追加されましたガントチャート人魚構文1機能を、
- 増加したマルチ画面編集値引き物品特長。
- 増加フォーカス書き込みモード、プレビューモード、シンプル書き込みモード、同期ローラセットの左右領域の機能、編集エリアとプレビューエリアの中央に機能ボタン。
- 増加チェックリスト機能を。
1.2なぜ時分割マルチプレクサとデマルチプレクサが存在
しかし、同じ原理TDM技術により、同じデバイスは、逆のプロセスを実行することができます
将高速率数据流分解为多个低速率数据流，该过程称为解除复用技术。因此，在同一个箱子中同时存在时分复用器和解复用器（Demultiplexer）是常见的。
このように、同時に同じボックス内に時分割多重化及び逆多重化器（デマルチプレクサ）は、共通があります。
エンコードされた1.3 PCM（パルス符号変調）
サンプリングを介してアナログ変換、量子化、符号化します。下図のように：
- サンプリング：離散時間
- 定量化：離散の大きさ
- コード：バイナリに変換
パルス符号変調は、第1のアナログ信号をサンプリングし、振幅量子化の、サンプル値が、符号化処理されます。アナログ信号をサンプリングする離散時間信号に周期的な走査、時間的に連続した信号であり、サンプリング定理をサンプリングナイキストに従わなければなりません。
また、全ての歪みは、元のアナログ信号を復元することはできないと言うことです情報を、含まれている必要があり、元の信号をサンプリングした後のアナログ信号。
その下限は、サンプリング定理のサンプリングレートによって決定されます。サンプリングレート自営業8kHzの。図16は、元の信号の倍数です。
量子化は、試料を瞬時サンプリング値は、値に最も近いが、典型的にバイナリで発現レベルを表すために、所定の設定レベルで、すなわち、別個の振幅の瞬時値によって得られます。
量子化誤差：差分信号とサンプリングされた信号は、量子化されました。
量子化雑音と呼ばれる、受信端でのノイズのような量子化誤差、。
小さい量子化レベル以上のエラー、バイナリコードに対応する複数のビット、より高い必要な伝送レート、広帯域。
通常、非均一量子化方法は、量子化し、可能な限り小さくなく、あまりにも多くの所望の符号ビットとして量子化ノイズを作ります。
不均一な量子化は、大振幅の間隔量子化間隔請求シンボル伝送速度で大きな問題を取得し、小振幅区間の量子化間隔が小さく、量子化間隔の区間振幅に応じて決定される：64kBd、バイナリコード、コード化された信号レート64キロバイト/秒。
8ビットのバイナリコードに各量子化された値が対応するので、PCM音声（64キロバイト/秒）/（8ビット）のサンプリング周波数= 8kHzの、通常我々は、コード変調符号化、すなわちPCM、[1]を符号化パルスを使用します。
アナログ信号を連続的にデジタルコードを変化させる三つのステップで変換されたコード、量子化をサンプリングしてPCM。入力信号のダイナミックレンジを増加させるために、ここで、A法則圧伸を用いる[3]不均一量子化を使用して達成しました。図の図に示すブロック図です。
パラレル変換器原理2シリアル
シリアルデータが時系列にビットごとに送信されたデータシンボルの組成や文字に出力され、パラレルデータ伝送は、同時に受信側に伝送されるビット（典型的には8ビットまたは16ビットなど）と文字データシンボルの固定数は、文字列であります変換は、二つの伝送技術との間の変換を完了する。
ADCサンプルは、シリアル信号に変換するために、8ビットのパラレル信号の後に得られた、カウンタ1を使用してシリアル信号に変換されたパラレル信号を完了するために、データセレクタ8から選択されます。8kHzサンプリングの8ビットのパラレル信号ので、周波数カウンタのカウント値は、サンプリング期間内に転送を完了するための64kHz、8です。
パラレル信号、シリアル信号は、シフトレジスタ及びラッチすることによって行われます。シフトレジスタは、データラッチにラッチにわたってシフト、またはシフトによって受信されたシリアル信号を受信します。シフトレジスタとラッチクロック信号はの64kHzおよび8kHzのに設定する必要があります。
3. 2PSK変調原理
バイナリ位相シフトキーイングである2PSK。振幅および周波数は不変のまま、デジタル情報の伝送の位相変化を用いてキャリア偏移。
位相偏移変調の位相は、絶対および相対位相シフトシフトの2種類に分けられます。
キャリアと呼ばれる位相を調整することは、基準として位相変調の絶対位相シフトはありません。バイナリ位相変調は、例えば、シンボルを取るが「1」であり、変調および非変調搬送波同相キャリア;「1」と「0;シンボルを採取は、変調搬送波と変調キャリアが反転されていない、「0」であります180°の位相変調された搬送波「があります。
下に示すような典型的な波形図。
シンボルの二種類が逆極性の同じ信号波形を表すので2PSKがいっぱい占めバイポーラパルスシーケンスは、正弦キャリアと矩形状の空間が乗算される信号としては、一般的に記述することができます。
間で
ここで、G（t）は、パルス幅の単一の矩形パルス、及び統計的特性がある：送信が場合バイナリシンボル「0」、0の位相セット（+1をとる）は、「1」の場合、バイナリシンボルの送信（取る-1）、 "1" の位相をとります。担体の、異なる位相を直接絶対バイナリ位相シフトの実施形態を示すために、対応します。アナログ変調方式（）およびアナログ変調（B）に、図2に示され2PSK信号変調原理図。
コヒーレント復調の4 2PSK原理
コヒーレント復調方法を復調2PSK信号。
PSK信号自体は、位相情報を用いて送信されるので、信号の位相情報を用いて、受信端は、信号を復調しなければなりません。下図に示した装置のコヒーレント原理ブロック図を受信2PSK信号。図判断を行うサンプリング、ローパスフィルタによってフィルタリングフィルタリングされた信号は、局部搬送波の容器との乗算で乗算され、バンドパス、および、高周波数成分を経過しました。
判断をサンプリングすることは、極性による判断です。下に示すように、時間の各時点で0.2PSKのコヒーレント復調信号波形と判定負のサンプル値と判断、すなわちn-1のサンプル値、180を反転回収コヒーレントキャリア発生°、復調ベースバンド信号のデジタル伝送にデジタルベースバンド信号は正反対であり、復調器は、すべてのエラーが、この現象は、一般的によりキャリア回復処理2PSK信号180現象ダウン」πは、位相のあいまいにコヒーレント信号2PSKが存在すると呼ばれているデジタルベースバンド信号を出力します2PSKの方法は、図1に示した非現実的.2PSK信号変調の原理ブロック図であることをだから、ランダムな「反転π「現象の存在を復調します。
したがって2PSKのみ同期信号を抽出するために、電圧制御発振器VCOとキャリアを使用して、コヒーレント復調を使用2PSKを乗算され、その後、低域通過フィルタを介して決定は、復調ベースバンドPCM信号を符号化されたサンプリングすることができます。
5.实验仿真
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6.实现的具体步骤
6.1 PCM编码压缩信号的产生
PCM编码压缩信号的产生需要经过抽样PCM编码压缩信号的产生、量化、编码三个过程.
首先从模块7输入5V、100HZ的正弦单音信号，模块7输入波形图:
经过模块31进行A律压缩（用于A/D转换器的前级），采用非均匀压缩，经模块31压缩后的A律压缩信号:
再经过模块3、模块29.A/D模数转换器进行单位脉冲采样量化，然后经过模块28.8数据选择器、27进行并串转换将8位并行数据，逐位转换成串行数据输出PCM信号。
产生的信号；
6.2 2PSK调制信号的产生与解调
原理图：
波形图：
它们每段的起点处存在一定的波动误差，造成的主要原因是调制系统的误差。仿真结果准确。同样已调信号不是很清楚，因为载波频率太高的缘故。
相干解调错- -位，码变换错两位;相干解调错连续两位，码变换也错两位;相干解调错连续n位，码变换也错两位。
对2PSK信号在模块44、43进行加加性高斯白噪声，经过模块42.带通滤波器，模块15.低通滤波器，模块32采样、模块33保持、模块34缓冲抽样。
抽样判决后的信号图：
6.3 PCM解码压缩信号
PCM解码仿真图：
模块35是8位寄存器从低位向高位移动传输数据，进行串并转换，模块36是8位锁存器，低位接高位，高位接低低位，模块39是8K门限脉冲经过40进行微分，在模块38.数模转换器、模块37.扩展器进行解压缩，最后经过低通滤波器输出信号。其中模块26.低通滤波器的参数频率设置100HZ。
7.结果分析
7.1 2PSK调制解调分析
在实现2PSK信号的调制与相干解调的过程中发现，绝对调相系统会产生倒相现象，因此应考虑采用相对相位调相系统。
形成倒现象的原因是在2PSK信号的载波恢复过程中存在180°相位模糊，既恢复的本地载波与所需的相干载波可能同相，也可能反相，这种相位关系的不确定性将会造成解调出的数字基带信号与发送的数字基带信号正好相反，判决器输出信号全部出错，这也是2PSK方式在实际中很少采用的主要原因。
另外，在随机信号码元序列中，信号波形有可能出现长时间连续的正弦波形，在接受端无法辨认信号码元的起止时刻。为了解决上述问题，可以采用差分相移键控体制。
它们每段的起点处存在一定的波动误差，造成的主要原因是调制系统的误差。仿真结果准确。同样已调信号不是很清楚，因为载波频率太高的缘故。
相干解调错- -位，码变换错两位;相干解调错连续两位，码变换也错两位;相干解调错连续n位，码变换也错两位。
7.2 眼图分析
当信道中噪声方差为0.01V时：
当信道中噪声方差为0.1V时：
对比两个眼图，信道中加入的干扰噪声越大，眼图越不清晰，越紊乱。与噪声均方差为 0.01V的干扰噪声相比可看出，噪声越大，线条越粗，越模糊，“眼睛”睁开的越小，码间串扰越大。
抽样判决后的输出码元波形与原始基带信号相比有延时，原因是由抽样判决器引起的。当抽样速率越大时，误差越小。
8. 参考文献
[1]张炎生,谭艳春,廖珊.基于硬件系统仿真的通信原理实践[J].电子技术与软件工程,2019
[2]胡之惠.基于System View的通信原理课程设计的改革与探索[J].实验室研究与探索,2019
[3]樊昌信,曹丽娜.通信原理[M].北京:国防工业出版社,2006.
[4]吴恩学.简述数字信号的基带传输与调制传输技术[J].中国广电技术文萃,2014(04).
[5]苗长云等主编现代通信原理及应用[M].电子工业出版社，2005.
[6]罗卫兵，System View动态系统分析及通信系统仿真设计[M].西安电子科技大学出版社，2007.
