ネットワーク通信用のネットワークトランスと磁気デバイスの要件と開発動向

ネットワーク通信用の磁気デバイスの広義の理解は、ネットワーク通信機器に必要な磁気デバイスを指します。まず、電源部分（電源に使用される電源トランス、入力および出力インダクタ、電流トランス、差動コモンモードフィルタリングを含む）が含まれます。デバイスなど）：2番目：データ送信部分。前者と比較して、電力密度の要件は、データ信号の広帯域で信頼性の高い送信の要件に置き換えられます。したがって、磁気デバイスの対応する要件は非常に異なり、2つの設計理論も完全に異なります。第三に、電磁ノイズの悪化と関連規格の施行により、システム干渉を要求することに加えて、最高のコストパフォーマンスと最小のスペース占有で電磁互換性の問題を解決する方法がエンジニアの検討の焦点の1つになりましたソースの正確な診断と配置に加えて、デバイスレベルの観点からの合理的なデバイス設計と選択も、電磁適合性を解決するための重要な部分になっています。したがって、磁性材料の合理的な選択がデバイス設計の鍵になります。以下では、上記の3つの側面について説明します。

パート1：POWERパート

通信の発達に伴い、電力供給の要件は、より高い電力密度、より低い電圧、およびより大きな電流の方向に発展しています。スイッチング電源と高周波の小型化を制限する主な要因は、インダクタンストランス、アクティブスイッチングチューブ、ダイオードなどの磁気デバイスです。磁気部品の観点から、動作周波数の増加により、電源の主変圧器の設計は、磁気コアの選択に関する新しい要件を提唱します。DC-DCモジュールの場合、スイッチング周波数は400KHLzを超えています。この周波数は、過去に使用されていました。一般的に使用されているPC40材料は、性能低下の要件を満たすことができなくなります。低消費電力を実現するには、P44、47、95などの材料で作られたコアを使用する必要があります。同時に、出力インダクタについては、DCバイアス特性の要件が大きいため、同じです。粉末コア材に比べてフェライトの飽和磁気誘導（Bs）が低く、DC-BIASの能力が低いため、デバイスの高さや体積を小さくするという要件を満たせない場合は、APP（レリーフ合金）、SENUAT（シリコンアルミニウム）、HIGH FLUX高フラックス磁気コア）、IRONPODER（鉄粉コア）など。同時に、フラットスパイラルワイヤ巻線技術を採用して、巻線スペースを削減し、信頼性を高めています。現在、英国のpluse、coilraft、VISHAY、NECATOKON、Panasonic、SUMTDA、BIテクノロジーなどの有名な外国の変圧器会社は、大電流出力平面インダクターを大量に供給しています。同様の製品は見られませんでした。これらの製品の中には、複合磁気コア、絶縁NiZnベース、および上部のセンダストフラットスパイラルインダクタがあります。NEC＆TOKIN製品を図1に示します。図1：

最大のNEC＆TOKINインダクタ最大30Aの定格電流

プラスチック製のスケルトンと磁気コアとしてのセンダストを備えたインダクタもあります。リードジョイントの圧着プロセスは、小さな接触抵抗と高い信頼性のための大電流の要件を満たすだけでなく、環境保護と鉛フリーの要件も満たします。VISHAYは、絶縁処理に粉末コア材を使用し、一度刻印して成形した一体型インダクターを形成します。フレームが不要なため、コイルを別々に巻いて再度成形します。高さだけでなく、ノイズも低く、信頼性が高く、過渡現象電流飽和抵抗が強くなります。図2に示すように、最大​​定格電流は60Aに達し、過渡コア飽和電流は120Aに達する可能性があります。同時に、渦電流損失は非常に低く、動作周波数は最大5MHzで動作します。

図2yISAYの高電流インダクタ

変圧器に関しては、平面変圧器が通信業界の変圧器開発のトレンドとなるはずであり、現在、日本TDK、フライングマグネット（旧フィリップ）、ブリティッシュGがブリティッシュTTグループに買収され、市場の需要に応えるために様々な平面磁気コアを開発してきました。 、おばさん、ボードに取り付けられた電源（BMP）（つまり、変圧器の巻線は電源メインボードのウィンターPCの下に直接設計され、磁気コアはメインボードに直接接着できます）、国際電気技術委員会（IEC ）標準の61860では、磁気コアカラムは楕円に似ています。これにより、メインボードの開口面積が減少するだけでなく、コイルの各ターンの長さが減少し、配線の許容幅も増加します。したがって、Rdc / Lが小さくなり、トランスが作成されます。銅の損失が少なく、応答が優れています。図3に示すように：

図3

パート2：ネットワークトランスフォーマー

現在、インターネットの発展は日を追うごとに変化しており、我が国のインターネットは欧州の慣習に比べて比較的遅れており、我が国にとっては良くないことであり、不必要な迂回を減らすことができます。電気的基本インダクタンストランスを含むネットワーク構造には、伝送ネットワーク、スイッチングネットワーク、アクセスネットワークが含まれます。特に今年、アクセスネットワークは非常に急速に発展しました。伝送層媒体の観点から、光ファイバアクセス技術、ハイブリッド光ファイバ、およびハイブリッド光ファイバに分けることができます。 HFCアクセス技術、銅線アクセス技術。現在、銅線アクセス技術は、従来の公衆交換電話ネットワークの電話回線を使用できるため、コストパフォーマンスが高く、中国の国家条件により適しており、急速に発展しています。 ADSLアクセスネットワークの開発速度は非常に速いです。VDSLの大規模な開発はそれほど遠くなく、関連するブロードバンドトランスフォーマーが最も重要なコンポーネントであると予測できます。ネットワークトランスフォーマーは従来のパワートランスフォーマーとは異なり、その設計理論はに基づいています。送電線理論では、より高い送電帯域幅が必要ですが、高電力要件は必要ありません。以下は
、広帯域変圧器の設計における磁気コアの適用に関する簡単な説明です。
基本理論
広帯域変圧器は、巻線設計の磁気デバイスであり、広い周波数範囲でエネルギーを伝達できます。ほとんどの広帯域変圧器は、さまざまな低電力通信機器で広く使用されています。

図4

図4は、広帯域トランスの挿入損失周波数曲線の典型的な特性を示しています。トランスの帯域幅は、f2とf1の間の周波数間隔、またはf2 'とf1'の間の周波数間隔です。図からわかるように、折れ線のカットオフ周波数特性曲線の帯域幅（f2'-f1 '）は、平坦で急峻な周波数特性（f2-f1）よりも狭い。図からも、3つの周波数帯域が別々に表されていることがわかる。
広帯域変圧器のカットオフ周波数は特定の変圧器の設計要件に従って決定されるため、下限周波数fは10MHzより高くても300Hzより低くてもかまいません。帯域幅も数百ヘルツから数百メガヘルツの場合があります。広帯域変圧器設計の一般的な指標は中周波数帯域です。カットオフ周波数での最大挿入損失と最大許容挿入損失図2は、変圧器の一括パラメータの等価概略図です。回路は、寄生抵抗とインダクタンスを含め、理想的な変圧器と見なされます。2次コンポーネントは変換されています。寄生インピーダンスと負荷インピーダンスを含む一次側へ。

図5：一括パラメータのトランス等価回路

それらの中で：Ea-励起源を示すRa-源の内部抵抗を示すLp-
無負荷時の一次側インダクタンスを示す（開回路）L11-一次漏れインダクタンス
を示すRp-コア損失の並列抵抗を示す
以下は、二次側から一次側に変換された成分ですパラメータ：
C2'-二次巻線のターン間の分布容量を示しますR2'-二次巻線の抵抗を
示しますRb'-負荷抵抗L12 'を示します-二次側の漏れインダクタンスを示します

図6：簡略化されたトランス等価回路

ここで、Cd = C1 + C2'Rc = R1 + R2 'L1 = L11 + L12'

その他の回路パラメータについては、図2
を参照してください。回路を簡略化するために、元のコンポーネントと2次コンポーネントを組み合わせています。簡略化した等価回路を図3に示します。パラメータの物理的意味を等価回路の下に示します。低周波数領域では、低周波数領域が原因で伝送特性が低下します。励起インピーダンスの低下が原因です。周波数が低くなると励起インピーダンスが低下し、信号の減衰が大きくなります。励起インピーダンスでは、漏れ電流を発生させる等価並列損失抵抗を無視して、一次励起インダクタンスXLPが主要部分を占めます。挿入損失は、次のように一次側の並列磁化インダクタンスで表されます。

ここで、R = Ra×Rb '/ Ra = Rb'
ほとんどの広帯域変圧器の設計では、コイル抵抗が中央通過帯域の伝送性能に影響を与える主な要因です。コイル抵抗による挿入損失は次のように表されます。

ここで、Rc = R1 + R2 '
高周波域では、伝送特性は主にコイルの漏れインダクタンスとターン間の分布容量の影響を受けますが、このとき、通常の状況では、抵抗のインピーダンス特性に応じて、コイル励起インダクタンスとコイル抵抗の両方を考慮する必要があります。低インピーダンス抵抗では、漏れインダクタンスによる高周波信号の減衰は次のように表されます。

高インピーダンス回路では、分布容量による高周波信号の減衰は次のように表されます。

上記の3つの周波数帯域の挿​​入損失特性を検討すると、次の結論が導き出されます。変圧器の設計では、フェライトコアの材料特性と形状によって、最低カットオフ周波数でのf1の1回転あたりの最高インダクタンスが決まります。また、低周波数も決まります。設計に必要なインダクタンスを達成するために必要な最小コイル巻数コイル巻数を少なくすることは、中心周波数帯域が低い挿入損失要件を達成するためにまさに望まれることであり、また、良好な周波数応答に必要な高周波f：低巻線を満たすのに役立ちます寄生パラメータの要件。

低周波数および中周波数帯域
の広帯域変圧器のアプリケーション設計では、より適切な磁気コアは、5kまたは7kなどのローエンドの下限周波数で最も高い初期透過性を備えたMnZn材料であり、これは非常に適しています。低周波および中周波広帯域変圧器の設計に使用されます。一般的に、変圧器の並列励起インダクタンスは最も重要なパラメータではありません。周波数が増加する限り、磁性コア材料の透過性は一定であるか、周波数よりも速く減少します。確かに、変圧器を設計する場合、下限周波数f1がMnZnフェライトのui-f曲線の平坦な部分にある限り、それで十分です。変圧器の通過帯域全体ではありますが、磁性材料の透過性減少しましたが、実際には変圧器の通過帯域特性には影響しません。広帯域変圧器の設計プロセスでは、MnZnフェライトの幾何学的サイズにより、コイル抵抗とインダクタンスの比、つまりRdc / Lを最小化する必要があります。 、ベースコアの1ターンのDC抵抗とインダクタンスの比率は、可能な限り小さくする必要があります。国際電気技術委員会は、IEC60133ドキュメントで最小のRdc / L値ポットコアを設計および定義しました。EPタイプなどの他の形状また、PQタイプの壊れたコアは、広帯域変圧器の設計にも使用できます。通常の状況では、コアの最終的な選択は、コイルの巻き取りの難しさ、コイルの端の処理、その他の機械的な設計上の制約などの制約によっても制限されます。

静的DCバイアス磁場を備えた広帯域変圧器
静的DCバイアス電流を備えた変圧器を設計するときは、エアギャップ磁気コアを開いて励起インダクタンスの低下を克服します。メーカーが提供するハンナ曲線は、設計エンジニアがDCバイアスを評価するのに役立ちます。インダクタンスへの影響。

高周波広帯域変圧器
は、高、中、低周波数帯域の明確な区分がありませんが、以下は主に高周波広帯域変圧器の磁気フィルターとしてNiZn材料の使用を推奨します。これは、主に500kHzを超える帯域幅の広帯域変圧器の設計に言及します。この段落では周波数範囲では、カオソンコア材料の複素透過特性が特に重要になります。低周波数帯域のトランスの設計とは異なり、インダクタンス係数ALなどのコアの単純な磁気定数のみが考慮されます。これ
も非常に重要です。つまり、低インピーダンス回路では通常高周波トランスが使用されるため、必要な励起インピーダンスも比較的低く、必要なコイル巻数が少なくなるため、コイル抵抗が小さくなります。デバイス性能への影響はもはや重要ではなくなります。設計基準はRdc / Lを最小化することです。現時点では、設計の焦点は主にコア形状と下限周波数f1にあり、必要な励起インピーダンスに可能な限り到達します。巻線の漏れインダクタンスを低減するために必要な磁性材料特性材料の
透磁率特性とコア損失は励起インピーダンスのサイズに直接影響するため、高周波帯域広帯域変圧器の設計プロセスではこれらのパラメータを考慮する必要があります。影響、図4、図5、および図6は、磁気コアインピーダンス、等価並列インダクタンスXp、および等価並列損失抵抗Rp周波数特性です。
図7

図8

図9

高周波帯域の広帯域変圧器の場合、トロイダルコアが最適です。必要なインダクタンスを達成するために必要な巻数が少なく、巻線が簡単です。ただし、目的のインピーダンス比を得るには、必要な巻数が少なくて済みます。ある程度の難易度コイルの漏れインダクタンスを最小限に抑えるために、一次側と二次側をツイストペアの形にして一次側と二次側を緊密に結合することをお勧めします。
多孔質磁気コアを使用して2つの隣接する磁気リングを置き換えて、磁気リングのパフォーマンスを向上させることもできます。同じサイズ係数C1の単一の磁気リングと比較して、多孔質コアは1回転あたりのコイル長が短いため、設計された変圧器の帯域幅が広くなり、多くの広帯域変圧器がNiZnフェライトを使用して良好な結果を達成しています。単一の磁気リングで必要な帯域幅を達成できない場合は、多孔質NiZnフェライトコアを使用して設計できます。

変圧器の下限周波数f1特性をまとめると、フェライトを選択する上で最も重要な要素であり、f1周波数で最高の初期透過性が必要です。MnZn材料の下限周波数f1が500kHz未満の変圧器の設計。この周波数を超えると、NiZnを使用する必要があります。素材。低周波数および中周波数帯域では、磁気コアの形状を選択するルールは、コイルの各ターンのDC抵抗をできるだけ小さくすることです。回路にDCバイアス回路が必要な場合は、ハンナ曲線を参照して、オープンエアギャップ磁気コアを選択できます。高周波数帯域では、望ましい磁気コア形状として、NiZnフェライト材料の小さな磁気リングと多孔質磁気コアを選択します。
コイルの巻き数をできるだけ少なくして、漏れインダクタンスとターン間分散容量を減らします。一次巻線と二次巻線は、ツイストペアを介して緊密に結合されています。漏れインダクタンスを低減し
ます。ADSLネットワークポートトランスフォーマーには、現在EP（EP13 / EP10 / EP7）コアが広く選択されています。信号伝送では、信号の反射や発振を低減するためにインピーダンスマッチングが必要であると同時に、磁気コアの磁化が非線形であるため、高調波が発生します。高調波を低減する方法は、ネットワーク伝送品質を向上させるための重要なパラメータです。したがって、磁気コアの全高調波歪みTHD（Totle高調波分布）は可能な限り小さくする必要があります。磁気コアが小信号で動作している場合、微細な材料特性はレイリーの式に適合します。したがって、高い磁気透過性とエアギャップを適切に開きます。理論的な導出から、高調波の偶数の高調波はちょうど相殺され、奇数の高調波のみが相殺され、3番目の高調波が大部分を占めることがわかります。3次高調波の振幅が減少する限り、THDを大幅に減少させることができます。したがって、磁気コア材料メーカーにとって、3次高調波を低減するために材料の配合と焼結プロセスをどのように調整するかが非常に重要になります。3次高調波の計算式は次のとおりです。

THDのテスト回路は次のとおりです。
図10

同時に、THDをさらに低減するために、コアメーカーはコアの形状と構造も最適化しました。図11aに示すように、中央の柱は楕円形のEPOまたはEPXコアに似ています。この改善により、THDはさらに改善されました（図11b）。 CDFは調和歪み係数を表します）。

図11a

図11b

ブロードバンドトランスでは、一般的に使用される1：1に加えて、他のインピーダンス変換比があります。一般的に使用される変換比は次のとおりです。

注：
lは巻線の伝送ラインの長さ、または磁気リングの長さ、
Lは巻線のインダクタンス、または磁気リングの単線のインダクタンス、
Zは伝送ラインの特性インピーダンス、
Z0は最良の特性インピーダンス、
Z00は奇数です。モデルインピーダンス
Z0eは偶数モデルインピーダンス
Rgは電源の内部抵抗、
Rb 'は一次側に変換された等価負荷（= Rb / n2、nは巻数比）
βは位相定数（2π/λg）
Lpは負荷が開いているときの負荷一次インダクタンス
T0が最良の伝送係数
R0 = RgRb '/（Rg + Rb'）
T1並列インダクタンス伝送係数
T2変換回路自体

パート3：電磁適合性

国家CCC認証の義務化、欧米、日本からの輸出の安全規制の義務化、検査レベルの強化（AからB）に伴い、電子製品の電磁適合性設計の難しさと設計方法に主任技術者が注意を払う必要があります。電磁適合性を実装するプロセスでは、EMCのコンポーネントと材料を正しく選択することが最後の重要なステップであるため、磁性材料の特性を十分に理解する必要があります。
ご存知のように、干渉は伝導干渉と放射干渉に分けられます。伝導干渉はコモンモード（CM）干渉と差動モード（DM）干渉に分けられます。この記事では主に伝導干渉について説明します（放射干渉については後の記事で説明します）。 ）、EMCの一般的に使用される磁気コアは、MnZnフェライト、NiZnフェライト、鉄粉コア、センダストなど、アモルファス超微結晶材料など、いくつかのカテゴリに分類されます。
上記の材料の特性を以下に1つずつ紹介します。 ：
コモンモードインダクタ（CMC）は、インダクタンスを最大化するために高導電性MnZn材料を使用することがよくあります（特に低周波数帯域では、透過性を上げることによってのみコイルのインピーダンスを上げることができ、低周波ノイズを抑制する効果が高まります）。 MnZnの透過性は通常約7000で、最高は約12000です。したがって、低周波数で十分に高いインピーダンスを提供するには不十分です。図12に示すように、アモルファスまたは超微結晶材料は、数万の非常に高い初期透過性を持っています。したがって、低周波数でのインピーダンスが高く、過去には一般的に使用されていませんでした。いくつかの理由があります。価格が高い一方で、電磁適合性が強制されていないほか、アモルファス超微結晶の高周波特性が悪いため、MnZnの使用周波数帯域を超えられず、使い勝手が制限されています。現在、ドイツのVAC会社が開発を進めています。コモンモードインダクタに特に適した材料が開発されました。インピーダンス曲線
を図13と図12に示します。

図13a

図13b

図13aおよび13bから、超微結晶材料VITROPERMは、特に低周波数帯域でMnZnよりも広い周波数範囲をカバーし、低周波数ノイズをより適切に抑制でき、同じコイル巻数でより高いインピーダンスを提供することがわかります。
一方、それが図から分かる。14、同一のコアボリュームに対応するインピーダンスが大幅に減少非常に宇宙通信電力を制限そのため、非常に魅力的である。

図14

差動モードのインダクタは、磁気コアの飽和を回避する必要があるため、大電流の場合、鉄粉コア、センダスト、高フラックスコア（高フラックス）、MPPなど、DCバイアスに耐えることができる材料がよく使用されます。選択する特定の材料は、実際のニーズとコストパフォーマンスに応じて選択されます。以下は、さまざまな材料パラメータの比較です。

インダクタコア材料の比較	鉄粉	ハイフラックス高フラックスコア	スーパーMSSセンダスト	モリブデンパーマロイモリブデンパーマロイ	フェライト
基本的な磁性材料の組成	鉄	50％ニッケル、50％鉄合金	85％鉄、9％シリコン、6％アルミニウム合金	81％ニッケル、17％鉄、2％モリブデン合金	マンガン-酸化鉄と結合した亜鉛酸化物
透過性範囲	3から85	14〜160	60〜125	14〜350	シングルエアギャップ
最大飽和磁束密度（テスラ）	2.0	1.4	1.0	0.7	0.4
50 kHz、0.05テスラ（mW / cm3）での標準的なコア損失	330（75パーマ）	170（125-パーマ）	80（125-パーマ）	55（125-パーマ）	5（TDK PC40 "）
100 kHz、0.1テスラ（mW / cm3）での標準的なコア損失	3400（75パーマ）	1500（125-パーマ）	800（125パーマ）	550（125パーマ）	70（TDK PC40 "）
キュリー温度 （C）	750	500	600	400	200
最高動作温度（C）	130	130から200	130から200	130から200	130から200
コアシェイプ	いろいろ	リング（トロイダル）のみ	リング（トロイダル）のみ	リング（トロイダル）のみ	いろいろ
相対価格	低	高い	中	高い	中

同時に、データ伝送におけるノイズ干渉を解決するために、外国企業（特に日本）は、図15a、b、およびcに示すように、さまざまな3端子フィルターと2端バンドストップフィルターを開発しました。磁気ビーズおよび3端子コンデンサとの外観、構造、および挿入損失の比較

図15a

図15b

図15c

図16から、バンドストップフィルターはR、L、Cの並列複合構造を採用しており、並列共振により高インピーダンスを発生し、抵抗により干渉信号エネルギーを吸収し、特性の周波数点とその中心周波数で鋭い挿入損失特性を持っていることがわかります。 820MHz、1000MHz、1500MHz、2200MHzに分けられ、周波数はちょうどモバイル通信帯域にあり、3G通信機器の特定の周波数の干渉を解決するのに良い効果があります。

図16a

図16b