序文
前には、本明細書のアンプ回路設計エミッタコモンこの書き込み共通コレクタアンプ回路右非常に書いた
Multisimのシミュレーションの研究ノートとトランジスタ増幅回路を
共通コレクタ増幅回路の基本原理
増幅器コモンコレクタ示す下図
回路出力信号増幅器共通コレクタはエミッタ電極から取り出され、そして無コレクタ負荷抵抗\（R_C \） （出力信号は、エミッタ電極、左場合コレクタ負荷から取られているため抵抗は、\（R_Cは\）摩耗による圧力降下）が存在することになります。
静的解析
次の図に示すDCパス
静止ベース電流：
\ [I_のBQ} = {\ V_ {{FRAC -U_ CC} {} {} BEQ R_B +（1+ \ベータ）R_e} \]
静止コレクタ電流：
\ [I_の{CQ} \約{{\
ベータ} I_ {BQ}} {\約} I_ {EQ} \] コレクタ・エミッタ間電圧：
\ [CEQ U_upper} = {{V_ EQ CC} {} -I_ {R_e} \]
動的解析
その等価回路は、わずかに変更される
場合\（R＆LT ^ \ // prime_s R_sのR_B = \）、\ （R＆LT ^ \ // R_L R_e prime_e = \）
：電流増幅率\ [\ DOTの_i {A} = \ FRAC {\ドット{I} _o}
{\ドット{I} _i} = \ FRAC { - \ドット{I} _e} {\ドット{I} _b} = - （1 + \ベータ）\] 入力電圧：\ [\ドット{U} _i =
\ドット{I} _eR ^ {\プライム} _e =（1+ \ベータ）\ドット{I} _bR ^ {\プライム} _e \] 出力電圧：\ [\ {U-DOT } _o = \ドット{I} _br_ {である} + \ドット{I} _eR ^ {\プライム} _e = \ドット{I} _br_ {である} +（1 + \ベータ）\ドット{I} _bR ^ { \}プライム_e \]
電圧倍率：\ [\ DOT {A} _U = \ FRAC {\} _O U-DOT {{} \} U-DOTの_i} = { - \ FRAC {（1+ \ベータ）R＆LT ^ {\プライム} _e} {R_
{である} +（1 + \ベータ）R ^ {\プライム} _e} \] 電流増幅を有する回路増幅器可視共通コレクタが、定電圧利得1に近く、1未満、および位相における出力電圧と入力電圧は、それも知られている従動エミッタ
：入力抵抗\ [R_iを=（BE} + R_ {^ \ prime_e（1+ \ベータ）R＆LT）// R_B \]
出力抵抗：\ [R_O = \ FRAC {R_ {である} + R ^ \ prime_s} {1+ \ベータ} // R_e \]
可視エミッタフォロワは、非常に高い入力抵抗、低出力抵抗です。
回路設計
次のように基本的な回路であります
例：设计最大输出电压\(2V_{p-p}\)，最大输出电流为\(\pm2mA\)（\(1k\Omega\)负载）的射极跟随器。
1. 确定直流电源电压
主要考虑集电极与发射极间的饱和电压\(U_{CE}\)和该电路的最大输出电流。这里选用12V电源电压。
2. 选择晶体管
考虑最大额定值（\(I_{E}\)，\(U_{CBO}\)，\(U_{CEO}\)，\(U_{EBO}\)）。这里选用通用小信号晶体管2N5551
3. 确定发射极电流工作点
电路的最大输出电流为\(\pm2mA\)，这里取\(I_E=8mA\)。
4. 确定\(R_e\)
为分别计算和得到最佳的静态工作点，取\(U_{B}=\frac{V_{CC}}{2}=6V\)，所以\(U_E=U_{B}-U_{BE}=5.3V\)，所以\[R_E=\frac{U_E}{I_E}=\frac{5.3V}{8mA}=662.5\Omega\]取标称电阻得\(R_E=620\Omega\)。
5. 基极偏置电路的设计
由上一篇写的博客可知，\(\beta\)大约为133，所以\(I_B\)取60uA，所以\[R_2=\frac{U_B}{I_1}=\frac{6V}{0.54mA}=11.1k\Omega\]\[R_1=\frac{V_{CC}-U_B}{I_1}=\frac{6V}{0.6mA}=10k\Omega\]
为方便，两者取标称电阻\(10k\Omega\)
6. 确定耦合电容
原理与共射极放大电路相同。这里取\(C_1=50uF\)，则由\(C_1\)形成的高通滤波器截止频率\[f_{c_1}=\frac{1}{2{\pi}RC}=\frac{1}{2{\pi}\times50uF\times5k\Omega}\approx0.64Hz\]而由\(C_2\)形成的高通滤波器截止频率与负载电阻有关。这里取\(C_2=50uF\)，当接1\(k\Omega\)负载时，\(C_2\)与负载电阻形成的高通滤波器截止频率为\[f_{c_2}=\frac{1}{2{\pi}RC}=\frac{1}{2{\pi}\times50uF\times5k\Omega}\approx3.18Hz\]
7. Multisim仿真验证
设置好参数进行仿真，如下图
可见电压放大倍数接近于1，负载为\（1K \オメガ\）、1.975ミリアンペアの出力AC電流は、以下の入力電圧波形出力
入出力インピーダンス8 ####
以下が
ソース直列抵抗を加えた\（R_sの\） 、式の抵抗の大きさを変更します\（= U_s U_i / 2 \） 、上記のように、オシロスコープの波形の変化は、観察された場合\（R_sの= 5K \オメガ\ ） だけ満たすように、すなわち、入力インピーダンスが得られた場合、\（5K \オメガ\）部分のために、カウンタ回路\（R_1 \）と\（R_2 \）並列の値。
出力インピーダンスが極めて低い
出力負荷#### 9.悪化がケース
負荷抵抗が小さすぎると、出力波形を示して負荷の下、下で切断される（680 \オメガ\）\ときの出力電圧波形
図波形見\（ - 2.65V \）波形以下は切り捨てられます。この時示す以下、電位エミッタ
ときACパスので、\（R_e \）および負荷に並列、両端で最大圧力降下\（ - I_E（R_e // R_L ）= - 8.6ミリアンペア\ times310 \オメガ= - 2.666V \） 、それは出力しないように2.65V \） - \（波形以下。