アナログ回路設計: アプリケーションとソリューションのチュートリアル ガイド
最初の電源管理
セクション 1 電源管理のチュートリアル
セラミック入力コンデンサは過電圧過渡現象を引き起こす可能性があります 1
入力フィルタリングにはセラミックコンデンサが適しています。リップル電流定格が高く、等価直列抵抗と等価直列インダクタンスが低くなります。さらに、セラミックコンデンサは過電圧の影響を受けにくいため、動作電圧を下げることなく使用できます。ただし、設計者は、入力電圧が突然印加されると過電圧状態が発生する可能性があることに注意する必要があります。セラミック コンデンサを使用した一般的な入力フィルタ回路では、入力電圧ステップが適用された後、入力電圧の 2 倍の電圧過渡現象が発生する場合があります。この記事では、入力フィルタリングにセラミック コンデンサを効果的に使用する方法と、入力電圧過渡による潜在的な問題を回避する方法について説明します。
この部分では、
セラミック コンデンサが入力フィルタリングに適していることを示し、その利点と考慮事項について説明します。セラミックコンデンサはリップル電流定格が高く、等価直列抵抗と等価直列インダクタンスが低いため、入力フィルタリングに最適です。さらに、セラミックコンデンサは過電圧の影響を受けにくいため、動作電圧を下げることなく使用できます。ただし、設計者は、入力電圧が突然印加されると過電圧状態が発生する可能性があることに注意する必要があります。一般的なセラミック コンデンサ入力フィルタ回路では、入力電圧ステップが適用された後、入力電圧の 2 倍の電圧過渡現象が発生することがあります。
この記事では、入力フィルタリングにセラミック コンデンサを効果的に使用する方法について説明し、入力電圧過渡現象による潜在的な問題を回避するための方法と推奨事項を示します。
リニアレギュレータ出力2のスイッチングレギュレータ残留物の削減
リニア レギュレータは、スイッチング レギュレータの出力をポストレギュレーションするためによく使用されます。安定性、精度、過渡応答の向上、出力インピーダンスの低減などの利点があります。理想的には、これらの性能向上には、スイッチング レギュレータによって生成されるリップルとスパイクが大幅に低減される必要があります。実際にはすべてのリニア レギュレータは、特に周波数が上昇するにつれて、リップルやスパイクの処理にある程度の困難を抱えています。この記事では、リニアレギュレータが動的に制限される理由を説明し、リップルとスパイクの除去を改善するためのボードレベルのテクニックを紹介します。この論文では、さまざまな条件下で基板テストを迅速に実行できるハードウェアベースのリップル/スパイク シミュレータも紹介します。3 つの付録では、フェライト ビーズ、インダクタ フィルタ、および広帯域のサブミリボルト信号のプロービングの実践方法をレビューします。
この文章では、
リニア レギュレータ出力におけるスイッチング レギュレータの残留物を減らす方法について説明します。リニア レギュレータは、スイッチング レギュレータの出力をポストレギュレーションするためによく使用されます。これにより、安定性、精度、過渡応答の向上、出力インピーダンスの低下など、いくつかの利点がもたらされます。理想的には、これらの性能向上には、スイッチング レギュレータからのリップルとスパイクが大幅に低減される必要があります。しかし、実際には、すべてのリニア レギュレータは、特に周波数が増加するにつれて、リップルやスパイクの処理にある程度の困難を抱えています。
この記事では、リニアレギュレータが動的に制限される理由を説明し、リップルとスパイクの除去を改善するためのボードレベルの技術をいくつか提案します。ハードウェアベースのリップル/スパイクシミュレータも提供されており、さまざまな条件下で基板を迅速にテストできます。さらに、3 つの付録では、フェライト ビーズ、インダクタ ベースのフィルタ、および広帯域のサブミリボルト信号のプロービングの実践方法をレビューします。
ノートブックおよびハンドヘルド システムの電源調整 3
ノートブックおよびハンドヘルド システムは、バッテリから複数の電圧を生成する必要があります。競合ソリューションでは、小型、高効率、軽量が求められます。この記事では、高効率の 5V および 3.3V スイッチング レギュレータ、リニア レギュレータ、バックライト ディスプレイ ドライバ、バッテリ充電器の回路について説明します。すべての回路は上記の要件に従って特別に設計されています。
電圧レギュレータ用の 2 線式仮想リモートセンシング 4
配線やコネクタには抵抗があります。この単純だが避けられない事実により、電源のリモート負荷電圧が電源の出力電圧よりも低くなることが決まります。従来のアプローチは、「4 線式」リモート センシングを使用して電圧降下の影響を排除することです。電源の高インピーダンスセンス入力は、負荷に依存する別個のセンスラインから信号を受け取ります。この方式はうまく機能しますが、専用の感知ラインが必要であり、これは多くのアプリケーションにおいて重大な欠点となります。新しいアプローチでは、キャリア変調技術を利用して、負荷レギュレーションを維持しながらセンスラインを排除します。
1. セラミック入力コンデンサは過電圧過渡現象を引き起こす可能性があります。
携帯機器設計における最近の傾向の 1 つは、DC/DC コンバータの入力をフィルタリングするためにセラミック コンデンサを使用することです。セラミック コンデンサは、小型、低い等価直列抵抗 (ESR)、および高い rms 電流能力により選択されることがよくあります。さらに、タンタルコンデンサが不足しているため、設計者は最近セラミックコンデンサに目を向けています。
ただし、入力フィルタリングにセラミック コンデンサを使用すると、問題が発生する可能性があります。セラミックコンデンサに電圧ジャンプを加えると大電流サージが発生し、電源リード線のインダクタンスにエネルギーが蓄積されます。この蓄積されたエネルギーがインダクタからセラミック コンデンサに伝達されると、大きな電圧スパイクが生成されます。これらの電圧スパイクは、入力電圧ジャンプの優に 2 倍になります。
(1) ACアダプタの挿入は自己責任で行ってください。
入力電圧過渡の問題は、電源投入シーケンスに関連しています。まず AC アダプタを AC コンセントに差し込んで電源を入れ、次に AC アダプタの出力をポータブル デバイスに接続すると、入力電圧過渡が発生し、デバイス内の DC/DC コンバータが損傷する可能性があります。
(2) テスト回路を構築する
例として、ラップトップ アプリケーション用の一般的な 24 V AC アダプターを一般的なラップトップ DC/DC コンバータの入力に接続します。使用される DC/DC コンバータは、24V 入力から 3.3V 出力を生成する同期降圧コンバータです。
テスト設定のブロック図を図 1.1 に示します。LOUT は、一部の AC アダプタのリード インダクタンスと出力 EMI フィルタ インダクタの等価インダクタンスを表します。AC アダプターの出力静電容量は通常 1000 uF 程度ですが、今回の目的では ESR が低い (10mΩ ～ 30mΩ の範囲) と想定できます。AC アダプタと DC/DC コンバータ インターフェイスの等価回路は実際には直列共振回路であり、主な構成要素は LOUT、CIN、等価 ESR です (等価 ESR には CIN の ESR、リード抵抗、LOUT の抵抗が含まれている必要があります) 。
入力コンデンサ CIN は、入力リップル電流に耐えられる低 ESR デバイスである必要があります。典型的なラップトップアプリケーションでは、このコンデンサは通常 10 uF ～ 100 uF の範囲になります。正確なコンデンサの値はいくつかの要因によって決まりますが、主な要件は、DC/DC コンバータによって生成される入力リップル電流を処理できなければならないことです。入力リップル電流は通常 1A ～ 2A の範囲です。したがって、必要なコンデンサは、10 uF ～ 22 uF のセラミック コンデンサ 1 個、22 uF のタンタル コンデンサ 2 ～ 3 個、または 22 uF OS-CON コンデンサ 1 ～ 2 個になります。
(3) スイッチを入れる
図 1.1 のスイッチ SW1 が開くと混乱が始まります。AC アダプターはすでに接続されているため、低インピーダンス出力コンデンサーの両端には 24V がかかります。一方、入力コンデンサＣＩＮの電位は０Ｖである。
t = 0s から始まることは非常に基本的なものです。入力電圧が印加されると、LOUT に電流が流れます。CIN は充電を開始し、CIN の電圧は徐々に 24V 入力電圧まで上昇します。CIN の電圧が AC アダプタの出力電圧に達すると、LOUT に蓄えられたエネルギーによって CIN の電圧がさらに 24V を超えて上昇します。CIN の電圧は最終的にピークに達し、その後 24V まで低下します。CIN の電圧は、しばらくの間 24V 付近で振動する可能性があります。実際の波形は回路コンポーネントによって異なります。
この回路のシミュレーションを実行する予定がある場合は、実際の回路要素が過渡条件下で線形になることはほとんどないことに留意してください。たとえば、コンデンサの静電容量値が変化する場合があります (Y5V セラミック コンデンサは、定格入力電圧で初期静電容量の 80% を失います)。また、入力コンデンサの ESR は波形の立ち上がり時間に依存します。EMI抑制インダクタのインダクタンスも、磁性材料の飽和により過渡現象中に低下する可能性があります。
(4) ポータブルアプリケーションのテスト
図 1.2 は、ノートブック コンピュータ アプリケーションで使用される一般的な CIN および LOUT 値の入力電圧過渡現象を示しています。図 1.2 は、CIN 値が 10 uF および 22 uF、LOUT 値が 1 uH および 10 uH の場合の入力電圧過渡現象を示しています。
上の波形は、10 uF コンデンサと 1 uH インダクタを使用した最悪の場合の過渡現象を示しています。CIN のピーク電圧は 57.2V に達し、入力は 24V DC です。DC/DC コンバータは、57.2V に複数回さらされると耐えられない可能性があります。10 uF と 10 uH の波形 (R2 トレース) は若干良く見えます。ピークはまだ50V程度です。波形 R2 のピーク後の平坦部分は、図 1.1 の DC/DC コンバータ内の同期 MOSFET M1 がアバランシェを起こし、エネルギー サージを経験していることを示しています。トレース R3 と R4 のピーク値は約 41V で、それぞれ 22 uF のコンデンサ、1 uH のインダクタ、10 uH のインダクタに相当します。
(5) さまざまな入力要素の入力電圧過渡現象
図 1.3 に示すように、入力コンデンサのタイプが異なると、異なる過渡電圧波形が生成されます。上部のトレース (R1) は、22 uF コンデンサと 1 uH インダクタを使用したリファレンス波形を示し、
ピーク値は 40.8V です。
図 1.3 の波形 R2 は、過渡電圧抑制回路が入力に追加された場合に何が起こるかを示しています。入力電圧過渡現象はクランプされますが、除去されません。電圧過渡に対するブレークダウン電圧を、DC/DC コンバータを保護するのに十分低く、入力電源 (24V) の動作 DC レベルから離して設定することは困難です。使用した過渡電圧サプレッサー P6KE30A は、24V で導通を開始するには近すぎました。
残念ながら、より高い電圧定格の過渡電圧サプレッサを使用しても、十分に低いクランプ電圧が得られません。
波形 R3 と R4 は、それぞれ 22 uF、35V AVX TPS タイプのタンタル コンデンサと 22 uF、30V Sanyo OS-CON コンデンサを使用します。これら 2 つのコンデンサにより、過渡電圧は管理可能なレベルまで低減されました。
ただし、これらのコンデンサはセラミックコンデンサよりも大きく、入力リップル電流要件を満たすために複数のコンデンサが必要です。
(6) 入力コンデンサの最適化
図 1.3 の波形は、入力コンデンサの種類が入力過渡現象に及ぼす影響を示しています。
入力コンデンサを最適化するには、過渡時に何が起こるかを明確に理解する必要があります。通常の共振 RLC 回路と同様に、図 1.1 の回路には、過小減衰、臨界減衰、または過減衰の過渡応答が存在する可能性があります。
目標は入力フィルタ回路のサイズを最小限に抑えることであるため、結果として得られる回路は通常、不足減衰の共振回路になります。ただし、実際には臨界減衰回路が必要です。クリティカルに減衰された回路は、電圧オーバーシュートやリンギングを発生させることなく、入力電圧まで順調に上昇します。
入力フィルタ設計を小型化するには、リップル電流定格が高く、等価直列抵抗 (ESR) が低いセラミック コンデンサが理想的に使用されます。設計の開始時に、まず入力コンデンサの最小値を決定する必要があります。この例では、22uF、35V のセラミック コンデンサで十分であることが判明しています。このコンデンサを使用した結果の入力過渡現象は、図 1.4 の上部のトレースに示されています。30V 定格のコンポーネントを使用すると、明らかに問題が発生します。
最良の過渡特性を得るには、入力回路をダンピングする必要があります。波形 R2 は、22 uF のセラミック コンデンサと 0.5 W の抵抗を直列に追加した場合に何が起こるかを示しています。入力電圧過渡現象は 30V で安定しています。
高い等価直列抵抗 (約 0.5 W) のコンデンサを追加することによっても、臨界減衰を達成できます。波形 R3 は、22uF、35V AVX TPS タイプのタンタル コンデンサが入力両端に並列に配置された場合の過渡応答を示しています。
比較のために、波形 R4 は 30V 過渡電圧サプレッサを使用した入力電圧過渡を示しています。
最後に、図 1.4 の一番下のトレース (Ch1) は理想的な波形を示しています。これが最も経済的な解決策でもあることが判明しました。この回路では、47 uF、35 V 三洋アルミ電解コンデンサ、モデル 35CV47AXA を使用します。このコンデンサは、22 uF のセラミック コンデンサと 1 uH の入力インダクタンスによる重要なダンピングを提供するために、適切な値と等価直列抵抗を備えています。35CV47AXA の等価直列抵抗値は 0.44 W、RMS 電流定格は 230mA です。明らかに、1A ～ 2A RMS リップル電流のアプリケーションでは、このコンデンサを単独で使用することは不可能であり、追加の 22 mF セラミック コンデンサが必要です。もう 1 つの利点は、このコンデンサが非常に小さく、わずか 6.3 mm x 6 mm であることです。
(7) 結論
入力電圧過渡現象は無視すべき設計上の問題です。入力電圧過渡から保護するソリューションの設計は、非常にシンプルかつ効果的です。ソリューションが正しく適用されれば、性能を犠牲にすることなくコストとサイズを削減しながら入力コンデンサを最小限に抑えることができます。
2. リニアレギュレータの出力におけるスイッチングレギュレータの残留スパイクを削減します - それらの厄介なスパイクを取り除きます
(1 はじめに
リニア レギュレータは通常、スイッチング レギュレータの出力をポストレギュレーションするために使用されます。安定性、精度、過渡応答の向上、出力インピーダンスの低減などの利点があります。理想的には、これらの性能向上には、スイッチング レギュレータからのリップルとスパイクが大幅に低減される必要があります。しかし、実際には、すべてのリニア レギュレータは、特に高周波数において、リップルやスパイクの問題に悩まされます。この影響は、レギュレータの入力電圧差 (VIN と VOUT) が小さい場合に大きくなりますが、効率を維持するには差が小さいことが望ましいため、これは残念なことです。図 2.1 は、スイッチング レギュレータからの出力を駆動する概念的なリニア レギュレータとその関連コンポーネントを示しています。
入力フィルタ コンデンサの目的は、リップルやスパイクがレギュレータに到達する前に平滑化することです。
出力コンデンサは、高周波数での低い出力インピーダンスを維持し、負荷過渡応答を改善し、一部のレギュレータに周波数補償を提供します。
追加の目的には、ノイズの低減と、レギュレータ出力に現れる残留入力関連のアーティファクトの最小化が含まれます。この最後のクラスの問題、つまり入力に関連した残留アーティファクトが私たちの懸念事項です。小さな振幅の高周波成分であっても、ノイズに敏感なビデオ、通信、その他のタイプの回路では問題を引き起こす可能性があります。これらの不要な信号とそれが生み出す影響を取り除くために、多くのコンデンサと頭痛薬が費やされてきました。彼らは頑固で、時にはどんな治療にも抵抗があるように見えますが、彼らの起源と性質を理解することが彼らを制御する鍵です。
(2)スイッチングレギュレータのAC出力内容
図 2.2 は、スイッチング レギュレータのダイナミック (AC) 出力内容を詳しく示しています。これは、通常、スイッチング レギュレータのクロック周波数範囲 (通常 100kHz ～ 3MHz) 内の比較的低周波リップルと、電源スイッチの遷移時間に関連する非常に高い周波数の「スパイク」で構成されます。スイッチングレギュレータのパルスエネルギー供給によりリップルが発生します。フィルタコンデンサは出力を平滑化しますが、リップルを完全に除去するわけではありません。通常、これらのスパイクには 100MHz 付近の高調波成分が含まれており、スイッチング レギュレータ内の高エネルギーの高速スイッチング電源コンポーネントによって発生します。フィルタ コンデンサの目的はこれらのスパイクを低減することですが、実際にはスパイクを完全に排除することはできません。レギュレータの繰り返し率と遷移時間を短縮すると、リップルとスパイクの大きさを大幅に低減できますが、磁石のサイズが大きくなり、効率が低下します。同様に、高速クロックと高速スイッチングにより、磁気回路が小型かつ効率的になりますが、リニア レギュレータに高周波リップルやスパイクが発生する原因にもなります。
(3) リップルおよびスパイクの抑制
レギュレータは、非常に広帯域のスパイクよりもリップルの除去に優れています。図 2.3 に、LT1763 低ドロップアウト リニア レギュレータの除去性能を示します。100kHz では 40dB の減衰があり、1MHz では約 25dB の減衰があります。より広い帯域幅のスパイクはレギュレータを直接通過します。出力フィルタ コンデンサの目的はスパイクを吸収することですが、高周波性能にも制限があります。高周波寄生によるレギュレータとフィルタコンデンサの不完全な応答は、図 2.1 では過度に単純化されています。図 2.4 は図 2.1 を再定式化したもので、寄生項といくつかの新しいコンポーネントが含まれています。
この図では、高周波の寄生成分に焦点を当てて、レギュレーション パスを検討しています。これらの寄生素子は、名目上調整された出力にリップルやスパイクを伝播するため、これらの寄生素子を特定することが重要です。さらに、寄生素子の知識により、高周波出力成分を低減するのに役立つ測定戦略が提供されます。電圧レギュレータには、主にパス トランジスタとキャパシタンスを介してリファレンス アンプとレギュレーション アンプに至る高周波寄生パスが含まれています。これらの条件は、限られたレギュレータのゲイン帯域幅と組み合わされて、高周波除去を制限します。入力および出力フィルタ コンデンサには寄生インダクタンスと抵抗が含まれており、周波数が増加するにつれて効果が低下します。浮遊レイアウト容量により、理想的ではない伝送経路が追加されます。接地電位差により、接地経路の抵抗とインダクタンスによる誤差がさらに増加し、測定も複雑になります。通常はリニアレギュレータに関連付けられていないいくつかの新しいコンポーネントも登場しました。これらのコンポーネントには、レギュレータの入力および出力ラインのフェライト ビーズまたはインダクタが含まれます。これらのコンポーネントには独自の高周波寄生経路がありますが、以下で説明するように、レギュレータ全体の高周波除去を大幅に改善できます。
(4) リップル/スパイクシミュレータ
この問題を理解するには、さまざまな条件下でリップルやスパイクに対するレギュレータの応答を観察する必要があります。周波数、高調波成分、振幅、継続時間、DC レベルなど、リップルとスパイクのパラメータを独立して変更できることが望ましいです。これは、さまざまな回路バリエーションに対するリアルタイムの最適化と感度解析を可能にする非常に柔軟な機能です。
実際のスイッチングレギュレータの駆動条件下でリニアレギュレータの性能を観察することに代わるものはありませんが、ハードウェアシミュレータを使用すると予期せぬ事態を軽減できます。図 2.5 はこの機能を提供します。商用関数発生器と 2 つの並列信号パスを使用して回路を形成します。DC とリップルは比較的遅いパスを介して移動しますが、広帯域スパイクは高速パスを介して処理されます。これら 2 つのパスはリニア レギュレータの入力で結合されます。ファンクション ジェネレーターの設定可能なランプ出力 (図 2.6 のトレース A) は、パワー アンプ A1 と関連コンポーネントで構成される DC/リップル パスに電力を供給します。A1 はランプ入力と DC バイアス情報を受信し、テスト対象の電圧レギュレータを駆動します。L1 と 1W 抵抗により、A1 は不安定になることなくリップル周波数でレギュレータを駆動できます。広帯域スパイク パスは、関数発生器のパルス状「同期」出力から取得されました (トレース B)。この出力のエッジは微分され (トレース C)、バイポーラ コンパレータ C1 ～ C2 に供給されます。コンパレータの出力 (トレース D および E) は、ランプのニーと同期したスパイクです。スパイクの幅は、C1 と C2 の間に (1k ポテンショメータと A2 を介して) 印加される相補的な DC しきい値電位によって制御されます。ダイオードゲートおよび並列ロジックインバータは、トレース F からスパイク振幅制御を提供します。フォロワ Q1 は、A1 の DC/リップル パスにスパイクを追加し、リニア レギュレータへの入力を形成します (トレース G)。
(5) リニアレギュレータの高周波除去性能の評価・最適化
上記の回路により、リニア レギュレータの高周波除去の評価と最適化が容易になります。下の写真は典型的な条件での結果を示していますが、必要なテストパラメータに合わせて、DC バイアス、リップル、スパイク特性を必要に応じて変更できます。図2.7は、図2.5のLT1763 3Vレギュレータの、トレースAのリップル/スパイク成分、CIN = 1mF、COUT = 10mFの3.3V DC入力に対する応答を示しています。レギュレータ出力 (トレース B) は、リップルが 20 分の 1 に抑制されていることを示しています。出力のスパイクは少なく、高調波成分は高いままです。レギュレータはピーク立ち上がり時間を抑制しません。コンデンサはこの役割を果たさなければなりません。残念ながら、コンデンサは広帯域スパイクを完全に除去する固有の高周波損失項によって制限され、トレース B の残りのスパイクには立ち上がり時間の短縮がありません。このような立ち上がり時にキャップ値を増やすメリットはありません。図 2.8 (図 2.7 と同じ配線割り当て) は、COUT = 33mF でリップルが 5 分の 1 に減少していることを示していますが、ピーク振幅の減少はほとんどありません。
図 2.8 · 図 2.7 と同じトレース割り当てですが、COUT が 33uF に増加しました。出力リップルは 5 分の 1 に減少しますが、スパイクは依然として存在します。ピーク立ち上がり時間は変わっていないように見えます。
図2.9。図 2.8 出力トレースの時間と振幅の拡大。これにより、スパイク特性のより高い解像度の研究が可能になります。この画像と後続の画像では、写真の鮮明さを向上させるために画面の中央領域が強調表示されています。
図 2.9 は、図 2.8 のトレース B の時間と振幅を拡張したもので、次の評価と最適化のためのスパイク特性の高解像度研究を可能にします。図 2.10 は、CIN2 の直前にフェライト ビーズを配置した場合の顕著な結果を示しています。ピーク振幅は約 5 分の 1 に減少しました。ビーズは高周波で損失を生じ、スパイクの通過を大幅に制限します。DC および低周波は減衰せずにレギュレータに渡されます。COUT の前に 2 番目のフェライト ビーズを配置すると、図 2.11 のトレースが生成されます。ビーズの高周波損失の性質により、レギュレータの出力経路に DC 抵抗を導入することなく、ピーク振幅が 1mV 未満にさらに減少します。
図 2.12 は前の図のゲインを高めたもので、ピーク振幅は 900mV で、フェライト ビーズがない場合の約 20 分の 1 です。オシロスコープの入力を測定点の近くで接地することにより、示された結果がコモンモードコンポーネントやグランドループによって妨げられないことを確認します。理想的には、信号が表示されないはずです。図 2.13 は信号がほとんど存在しないことを示しており、図 2.12 の表示が正しいことを示唆しています。
図 2.10 レギュレータ入力にフェライト ビーズを追加すると、高周波損失が増加し、スパイクが大幅に減少します。
図 2.11. レギュレータの出力にあるフェライト ビーズにより、スパイク振幅がさらに減少します。
図 2.12. 前の図のゲインを高くしたバージョンでは、ピーク振幅が 900uV であり、フェライト ビーズがない場合のほぼ 20 分の 1 です。計測器のノイズによりトレースのベースラインが太くなります。
図 2.13. 測定点の近くでオシロスコープの入力を接地すると、コモンモード干渉がほとんどなく、図 2.12 の結果が検証されます。
付録 A
フェライトビーズの紹介
フェライト ビーズでカプセル化された導体には、周波数が増加するとインピーダンスが増加する特性があり、DC および低周波信号伝送導体の高周波ノイズ フィルタリングに最適な効果があります。フェライト ビーズは、リニア レギュレータの通過帯域内では本質的に損失がありません。より高い周波数では、フェライト材料が導体の磁場と相互作用し、損失特性が生じます。フェライトの材料や形状が異なると、周波数や電力レベルに対する損失係数も異なります。図 A1 はこれを示しています。インピーダンスは、DC での 0.01 オームから 100MHz での 50 オームまで上昇します。フェライト損失の影響は、DC 電流と一定の磁場バイアスが増加すると顕著でなくなります。ビーズを導体上で直列に接続すると、損失の寄与が比例して増加することに注意してください。標準およびカスタム製品要件を満たすために、さまざまなビード材料と物理的構成が利用可能です。
付録 B
高周波フィルタとしてのインダクタ
高周波フィルタリングのためにビーズの代わりにインダクタを使用できる場合があります。通常は 2mH ～ 10mH の値が適切です。利点としては、可用性が広く、100kHz などの低い周波数でより良い結果が得られることが挙げられます。図 B1 は、銅損によるレギュレータ経路の DC 抵抗の増加、寄生シャント容量、浮遊スイッチング レギュレータ エミッションの影響を受けやすいなどの欠点を示しています。DC で銅損が発生して効率が低下し、寄生シャント容量により不要な高周波信号が通過します。基板上のインダクタの配置は、漂遊磁界がその巻線に影響を及ぼし、実質的にトランスの二次側に変化する可能性があります。その結果として観察されるスパイクおよびリップル関連のアーティファクトは、導電性コンポーネントに見せかけ、パフォーマンスを低下させる可能性があります。
図 B2 は、PCB 配線に基づく誘導フィルタの形式を示しています。らせん状または蛇行状のパターンによって形成されるこの延長された線路は、高周波で誘導特性を持ちます。場合によっては、フェライト ビーズよりも単位面積あたりの損失がはるかに少ないにもかかわらず、驚くほど効果的になることがあります。
図 B1: インダクタのいくつかの寄生パラメータ。寄生抵抗により電圧が低下し、効率が低下します。不要な静電容量により、高周波信号が通過します。漂遊磁界は、誤ったインダクタ電流を引き起こします。
図 B2: フェライト ビーズほどではありませんが、スパイラルおよび蛇行した PC 基板パターンが高周波フィルターとして使用されることがあります。
付録 C
サブミリボルト、広帯域のシグナルインテグリティのためのプローブ技術
信頼性の高い広帯域サブミリボルト測定を行うには、測定を行う前に重要な問題に注意する必要があります。低ノイズ向けに設計された基板レイアウトが不可欠です。電流の流れと、配電、アース線、およびアースプレーンの相互作用を考慮してください。コンポーネントの選択と配置の影響を調べます。放射線管理と負荷帰還電流の処理を計画します。意味のある測定は、回路が健全で、基板レイアウトが適切で、適切なコンポーネントが使用されている場合にのみ実行できます。
信号接続に歪みが生じてしまうと、どんなによく準備されたブレッドボードでもその機能を果たせなくなります。正確な情報を抽出するには、回路への接続が重要です。低レベルの広帯域測定では、信号をテスト機器にルーティングするときに注意が必要です。考慮すべき問題には、テスト機器 (電源を含む) とブレッドボード接続の間のグランド ループ、および過剰なテスト リードまたはトレースの長さによるノイズ干渉が含まれます。ボードへの接続の数を最小限に抑え、リード線を短くしてください。ブレッドボードとの間のブロードバンド信号は、同軸シールドが接地システムにどのように接続されているかに注意して、同軸環境でルーティングする必要があります。同軸環境の厳密なメンテナンスは、信頼性の高い測定のために特に重要であり、ここで詳しく説明します。
図 C1 は、連続した同軸信号経路で測定された典型的なスイッチング レギュレータのスパイクをもっともらしく表したものです。スパイク本体はかなり輪郭がはっきりしていて、その後の干渉も抑えられています。図 C2 は同じイベントを示していますが、3 インチのアース線を使用して同軸シールドをボードのグランド プレーンに接続しています。重大な信号の歪みと発振が発生します。写真は0.01V/分の感度で撮影されました。測定感度が高いほど、それに応じてより多くの注意が必要になります。
図 C3 は、広帯域 40dB ゲイン プリアンプの使用を詳しく示しており、図 2.12 の原文の 200mV/min 測定が可能です。レギュレータからオシロスコープまでのパスは、AC カップリング コンデンサを含む純粋な同軸パスであることに注意してください。同軸結合コンデンサのシールドはレギュレータ基板のグランドプレーンに直接接続され、コンデンサの中心導体はレギュレータの出力に接続されます。非同軸測定接続はありません。図 C4 は本文の図 2.12 を繰り返しており、900mV の出力スパイクを明確に示しています。図 C5 では、測定点に 2 インチのアース線が意図的に導入されており、同軸環境に違反しています。その結果、波形レンダリングが完全に破損します。測定の完全性を検証するための最終テストとして、測定点の近くの信号経路の入力 (同軸結合コンデンサの中心導体など) を接地して、図 C4 の測定を繰り返す必要があります。本文の図 2.13 に示されています。理想的には、信号が表示されないはずです。実際には、コモンモード効果により、許容される小さな残留信号がいくつか存在する可能性があります。
図 C1. 連続同軸信号経路で測定されたスパイクは、メインイベントの後に適度な外乱と発振を示しています。
図 C2. 3 つの非同軸グランド接続を導入すると、メイン イベント後に重大な信号歪みと発振が発生します。
図 C3 * 広帯域、低ノイズのプリアンプにより、ミリボルト未満のスパイクの観察が可能になります。測定の完全性を維持するには、同軸接続を維持する必要があります。
図 C4. 低ノイズ プリアンプと厳密に強化された同軸信号パスにより、図 2.12 の 900mVp-p 表現が得られます。トレースの太字のベースラインは、プリアンプのノイズ フロアを示します。
図 C5. 測定ポイントに 2 インチの非同軸アース接続があると、波形表示が完全に破壊されます。
3. ラップトップおよび PDA システムの電源調整
序章
ノートブックおよび PDA システムは、単一のバッテリーから複数の安定した電圧を生成する必要があります。この分野では、競争力のあるソリューションには小型、軽量、高効率が必須です。効率をわずかに高めることで、重量を増やすことなくバッテリー寿命を延ばし、最終製品をより実用的なものにすることができます。さらに、高効率によりパワーコンディショニングコンポーネントに必要なヒートシンクが最小限に抑えられ、システムの重量とサイズがさらに削減されます。
バッテリ システムには、NiCd、NiMH、鉛蓄電池、充電式リチウム、および使い捨てアルカリ電池が含まれます。さまざまなバッテリーに電力を供給できると、電源を交換できるため、最終製品がより魅力的になり、システム全体の汎用性が高まります。
充電可能な一次電池は 4 種類の二次電池のうちの 1 つであり、バックアップまたは緊急作業用にアルカリ電池を使用できます。非充電式アルカリ電池によって提供されるエネルギー密度が高いため、システムは電池を交換せずに長期間稼働できます。
ここに示すシステムは、高効率で部品点数が少ないパワーコンディショニングを備えています。製造性を最大化し、コストを最小限に抑えるために、複雑さと効率の間でトレードオフが行われます。すべての電源は広い入力電圧範囲で動作できるため、バッテリ構成を非常に柔軟に選択できます。
高効率5Vおよび3.3V降圧レギュレータ用LT1432ドライバ
LT1432 は、LT1170 または LT1270 シリーズのスイッチング・レギュレータと一緒に使用して、非常に効率的な 5V または 3.3V 降圧（バック）スイッチング・レギュレータを作成するように設計された制御チップです（図 3.1）。これらのレギュレータには低損失の飽和可能な NPN スイッチがあり、通常は負 (エミッタ) が接地されるように構成されています。LT1432 を使用すると、降圧コンバータの要求に応じてスイッチをフロート状態にしながら、効率を最大化するために完全なスイッチ飽和を実現できます。
バッテリ駆動アプリケーションでの動作を強化するために、他の多くの機能がLT1432に統合されています。正確な電流制限では、わずか 60mV のセンス電圧を使用し、フォールドバック フィードバックが可能で、「空き」PCB リード材料をセンス抵抗として使用します。ロジック制御されたシャットダウン モードでは、バッテリ電流がわずか 15mA しか消費されないため、非常に長いシャットダウン時間が可能になります。スイッチング IC はレギュレータ出力から電力を供給されるため、効率が向上し、6.5V という低い入力電圧が可能になります。
LT1432はオプションのバースト・モード動作を備えており、非常に軽い負荷電流（0mA～100mA）で高効率を実現します。通常のスイッチング モードでは、スタンバイ消費電力は約 60mW であるため、軽負荷時の効率が制限されます。Burst Mode では、スタンバイ消費電力は約 15mW に削減されます。このモードでは、出力リップルは 150mVP-P ですが、通常はデジタル ロジック電源の要件の範囲内です。バースト モード動作は通常、「スリープ」状態で使用されます。この状態では、IC メモリ チップはデータを保持するために電力を供給されたままになりますが、システムの残りの部分はシャットダウンされます。このモードの負荷電流は通常 5mA ～ 100mA の範囲です。動作モードはロジックによって制御されます。
LT1432は、8ピン表面実装パッケージおよびDIPパッケージで入手できます。LT1170およびLT1270ファミリは、5ピンTO-220表面実装パッケージで提供されます。
回路説明
図 3.2 に示す回路は、6.5V ～ 25V の入力電圧範囲で動作する基本的な 5V 順降圧コンバータです。電源スイッチはLT1271のVSWピンとGNDピンの間にあります。その電流とデューティ サイクルは、VC ピンと GND ピンの間の電圧によって制御されます。スイッチ電流がゼロからフルスケールに増加するにつれて、この電圧の範囲は 1V から 2V になります。LT1432は、内部リファレンスおよび誤差アンプを備えた回路を通じて正しい出力電圧を維持します。アンプの出力は、スイッチャーの VC ピンを駆動する内部オープンドレイン NPN を通じてレベル シフトされます。フィードバック ピンは GND ピンを基準にして多くのボルトを基準とするため、通常の抵抗分割を使用してスイッチャのフィードバック ピンにフィードバックすることはできません。フィードバック ピン (FB) はコンデンサで単純にバイパスされます。これにより、スイッチャの VC ピンが High にスイングし、ソース電流能力は約 200mA になります。LT1432のVCピンは、この電流を受け取ることによってループを制御します。C4 はドミナント ループの極を形成し、R1 はゼロを追加します。C5 は、VC ピンのスイッチング リップルを制御するために、高周波リターン ポールを形成します。
D2 と C3 はスイッチャー用のフローティング 5V 電源を生成し、スイッチの「オフ」時間中の出力電圧のピークを検出します。レギュレータの入力電圧が増加しても消費電力は増加しないため、これはスイッチャに電力を供給する非常に効率的な方法です。ただし、この回路は自己起動型ではないため、レギュレータを起動するには何らかの方法を使用する必要があります。これは、起動時に入力電源からV+ピンに電流が流れることを可能にするLT1432の内部電流経路によって実行されます。
5V および 3.3V レギュレータでは、D1、L1、および C2 が降圧コンバータの通常の保護ダイオードおよび出力フィルタとして機能します。これらのコンポーネントは、高効率と許容可能な出力リップルを維持するために慎重に選択する必要があります。
電流制限は R2 によって実行されます。高効率を維持するために、誘導電圧はわずか60mVです。これにより、センス抵抗の値も減少し、PCB トレースをセンス抵抗として利用できるようになります。誘導電圧は銅の温度係数に匹敵する正の温度係数を持っています。
基本的なレギュレータには、モード ピンの駆動によって定義される 3 つの異なる動作モードがあります。モードピンが接地されている場合、通常の動作が行われます。フローティング モード ピンにより、低自己消費電流のバースト モード動作が可能になります。このモードでは、入力電流は通常 1.3mA、出力リップル電圧は 100mVP-P です。モード ピンを 2.5V 以上にすると、レギュレータ全体がマイクロパワー シャットダウン状態になり、通常の消費電力は 20mA 未満になります。
保護ダイオードの代わりにアクティブ (同期) スイッチを使用する利点は何ですか? これは流行のアプローチですが、計算や実際のブレッドボードでは、効率の向上はせいぜい数パーセントに過ぎません。これは次の簡略化した式で説明できます。
これには FET ゲート駆動損失が考慮されていないため、この数値は簡単に 2% 未満に削減できます。同期スイッチ構成の追加コスト、量、複雑さは、最も極端な場合にのみ正当化されます。
Burst Modeの効率は、LT1432とスイッチングICの消費電流によって制限されます。標準的なバーストモードの無負荷入力電力は 17mW です。これは、12V、1.2AHr のバッテリー パックの場合、約 1 か月のバッテリー寿命に相当します。負荷電力が増加すると、それに比例して放電時間も減少します。完全なシャットダウン電流はわずか約 15mA で、一般的なバッテリーの自己放電率を大幅に下回ります。
BICMOS スイッチング レギュレータ ファミリは、最高の降圧効率を提供します。
LTC1148 シングルおよびデュアル降圧スイッチング・レギュレータ・コントローラは、自動バースト・モード動作を備えており、低出力電流でも高効率を維持します。このファミリーのすべてのメンバーは、一定のオフ時間、電流モードのアーキテクチャを備えています。これにより、優れたラインおよび負荷過渡応答、一定のインダクタリップル電流、良好な起動および短絡電流制御が実現します。LTC1147/LTC1143は単一の外付けPチャネルMOSFETを駆動し、LTC1148/LTC1142およびLTC1149は最大250kHzのスイッチング周波数で同期外付けパワーMOSFETを駆動します。
表 3.1 は、ノートブックの一般的な DC-DC コンバータのニーズに対するこのファミリの適合性をまとめたものです。LTC1147は8ピンSOICパッケージで提供され、単一のパワーMOSFETのみを駆動し、効率はわずかに低下しますが、プリント基板の設置面積は最小限に抑えられます。LTC1148HV/LTC1142HVは、4V～18V（最大20V）（最大20V）の入力電圧で同期スイッチングを実現し、200mAという低い静止電流を特長としています。LTC1149 は、静止電流をわずかに損失しながら、同期スイッチング動作を 48V (最大 60V) の入力電圧まで拡張します。
図 3.3 * 手動バースト モード動作を備えた高効率 3.3V レギュレータ
すべてのデバイス タイプの公称電流レベルは、式 IOUT=100mV/RSENSE に従って外付けセンス抵抗によって設定されます。最大ピーク インダクタ電流とバースト モード電流も RSENSE に関係します。ピーク電流制限は 150mV/RSENSE で、出力電流が約 15mV/RSENSE を下回ると、Burst Mode 動作が自動的に開始されます。このモードでは、スイッチング損失を低減するために外付けMOSFETがオフになり、出力コンデンサが負荷をサポートしている間、コントローラは200mAの電源電流(LTC1149の場合は600mA)でスリープします。出力コンデンサが 50mV まで放電されると、コントローラは短時間オンに戻るか、または「バースト」してコンデンサを充電します。
完全なシャットダウンにより、消費電流はわずか10mA（LTC1149の場合は150mA）に減少します。
図 3.4 * 高効率の表面実装 5V ～ 3.3V コンバータは、最小の基板面積で 1.5A 出力を提供
図 3.5 * 図 3.4 の回路の高い動作効率は 3 次の出力電流をカバー
図 3.4 に示す最初のアプリケーションは、1.5A の出力電流で 5V を 3.3V に変換します。LTC1147-3.3を選択すると、ピーク効率をわずかに犠牲にして、最小の基板スペースのソリューションを実現できます（このアプリケーションでは、同期MOSFETを駆動するLTC1148-3.3により、高電流効率が約2.5%向上します）。
図 3.5 は、Burst Mode 動作が低出力電流でどのように高効率を維持するかを示しています。
図 3.6 * 高効率、低ドロップアウトの 5V スイッチング レギュレータは、1A 出力で 200mV のヘッドルームのみ必要
図 3.8 * LTC1149-5 高効率コンバータの動作効率
2 番目のアプリケーション (図 3.6) では、LTC1148HV-5 が 10W 高効率レギュレータのコントローラとして使用されます。優れた低ドロップアウト性能により、この回路では少なくとも 5 個の NiCd または NiMH バッテリを使用できます。ファミリの他のメンバーと同様に、LTC1148HV は、損失時に 100% のデューティ サイクル (P チャネル MOSFET DC オン) を達成します。レギュレーションを維持するために、入力と出力の電圧差は、単純に負荷電流と、MOSFET、インダクタ、および電流検出抵抗の合計抵抗の積になります。図 3.6 の回路では、この合計抵抗は 0.2Ω 未満です。入力電圧が低い場合は、ロジックレベル MOSFET を使用する必要があります。LTC1148HV および LTC1142HV の 18V 入力電圧定格は通常、ほとんどのバッテリ・パックに対応しますが、ノートブック・システムで使用される AC アダプタは通常、より高い入力電圧を必要とします。図 3.7 に示すように、これは LTC1149 の主なアプリケーション シナリオです。この 2.5A レギュレータは、8V ～ 30V の入力電圧 (標準 MOSFET しきい値電圧によって制限される) で動作でき、図 3.8 では良好な効率を示しています。同期スイッチは、メイン スイッチのデューティ サイクルが低いため、高入力電圧ではますます重要な役割を果たします。図 3.4、3.6、および 3.7 の回路の基板レイアウトは、バースト モード動作と連続動作の間で適切に切り替えるために重要です。LTC1148ファミリのレギュレータを調べる場合、タイミング・コンデンサ・ピンとインダクタ電流が監視すべき2つの最も重要な波形です。タイミング コンデンサ ピンは、スリープ期間中にのみ 0V に低下します。これは、負荷電流が定格出力電流の約 20% 未満の場合にのみ発生します。コンポーネントの適切な配置とアース配線については、該当するデータシートを参照してください。
図 3.7 * 高効率 5V/2.5A レギュレータは最大 30V AC アダプタで動作可能
スイッチングレギュレータアプリケーション用の表面実装コンデンサ
すべてのLTC1148直列回路において、出力コンデンサを選択するための良い経験則は、その等価直列抵抗（ESR）がセンス抵抗の値以下でなければならないということです（たとえば、図3.6の回路では0.05Ω）。 。表面実装アプリケーションでは、アプリケーションの静電容量、ESR、または rms 電流処理要件を満たすために、複数のコンデンサを並列接続する必要がある場合があります。アルミニウム電解コンデンサと乾式タンタルコンデンサはどちらも表面実装形式で入手できます。タンタル コンデンサの場合、スイッチング電源用のサージ テストを行うことが重要です。AVX TPS シリーズの表面実装タンタル コンデンサは、2mm ～ 4mm のサイズが用意されており、最適な選択肢です。たとえば、アプリケーションで 440mF/10V が必要な場合、AVX 220mF/10V (モデル TPSE227K010) を 2 つ使用できます。その他の具体的な推奨事項については、製造元にお問い合わせください。
高効率リニア電源
スイッチング電源は、高効率を維持しながら広い入力範囲で動作します。狭い電源での動作のために、4 つのニカド電池と 5V 出力を提供するリニア レギュレータを使用するなど、代替のノートブック システムが開発されています。4 つの NiCad セルは、完全に充電された場合に最大 6 V を供給でき、システムに直接電力を供給する場合には 4.5 V まで放電できます。この手法に適した高効率、低ドロップアウトのリニア レギュレータを図 3.9 に示します。
これは、非常に低コストの TO-92 3 ピン パッケージで低飽和 PNP トランジスタを駆動する完全な IC です。さまざまなパワー PNP トランジスタを使用できます。
このアプリケーションには Motorola MJE1123 および Zetex ZBD949 が指定されています。このレギュレータの電圧降下は PNP トランジスタの飽和に依存し、出力電流 3A で 0.25V の範囲になり、出力電流が低い場合はそれより低くなります。システムのシンプルさはノートブックアプリケーションにとって非常に魅力的であり、低入力電圧ではリニアレギュレータの電力損失が非常に少ないため、効率が高くなります。
入力電圧が 5.2V* 以上の場合、出力は 5V に安定化されます。バッテリー電圧が 5.2V* を下回ると、トランジスタが飽和し、出力電圧は入力電圧からトランジスタの飽和電圧を引いた電圧に応じて低下します。
LT1123 低ドロップアウトドライバは、パストランジスタに最大 125mA のベース電流を供給できます。ドロップアウト状態では、トランジスタが飽和状態のままであるため、この電流はパス トランジスタのベースに継続的に供給されます。より低い駆動電流が必要な場合は、オプションの抵抗 (R2) をトランジスタのベースと直列に挿入して、駆動電流を最小限に抑え、IC の電力消費を減らすことができます。システムの電気的シャットダウンのために、LT1123のドライブ・ピンにNチャネルFETを直列に挿入できます。
デュアルハイサイドマイクロパワーNチャネルMOSFETドライバを使用した電源スイッチング
LT1155デュアルハイサイドNチャネルMOSFETゲートドライバは、ハイサイドスイッチングアプリケーションの低コストNチャネルMOSFETに使用できます。内部チャージポンプがゲート電圧を正電源よりも高く昇圧し、NチャネルMOSFETを完全に強化するため、外付け部品は必要ありません。8mA のスタンバイ電流と 85mA のアクティブ電流を備えたマイクロパワー動作は、主電源スイッチングを含め、ほとんどすべてのバッテリ駆動システムで使用できます。
過電流検出機能もオンチップに搭載されており、短絡時の自動シャットダウンを防ぎます。時間遅延を電流検出回路と直列に追加して、コンデンサやランプなどの高突入負荷での誤ったトリガを防ぐことができます。4.5V～18Vで動作するLTC1155は、事実上あらゆるFETを安全に駆動します。これは、小型電力動作が重要なポータブルアプリケーションに特に適しています。このデバイスは、8 ピン SO および DIP パッケージで入手できます。
LTC1157は、3.3V電源用のデュアルドライバです。LTC1157の内部チャージ・ポンプは、ゲート駆動電圧を正電源より5.4V高い電圧（グランドより8.7V高い電圧に対して）に昇圧し、3.3Vハイサイド・スイッチング・アプリケーション向けのロジック・レベルNチャネルMOSFETを完全に強化します。チャージポンプは完全にオンチップに統合されているため、より高いゲート電圧を生成するために外部コンポーネントは必要ありません。チャージ ポンプ設計は非常に効率的で、スタンバイ モードではわずか 3mA、パワー MOSFET のゲートに 8.7V を供給する場合は 80mA しか必要としません。
図 3.11 * LTC1157 デュアル 3.3V MOSFET ドライバ
図 3.12 * LT1121 マイクロパワー低ドロップアウト レギュレータ
図 3.11 は、2 つの表面実装 MOSFET と LTC1157 を使用して 2 つの 3.3V 負荷を切り替える方法を示しています。ゲートの立ち上がり時間と立ち下がり時間は通常、数十マイクロ秒ですが、2 番目のチャネルに示すように、2 つの抵抗と 1 つのコンデンサを追加することで遅くすることができます。大きな電源コンデンサの起動電流需要を減らすために、より遅い立ち上がり時間と立ち下がり時間が必要になる場合があります。
LT1121 は、シャットダウン機能付きのマイクロパワー 150mA レギュレータです。
LT1121は、低出力電流で非常に低い静止電流を必要とするアプリケーション向けのマイクロパワー低ドロップアウト・レギュレータです。負荷電流がゼロの場合、入力電流はわずか 30mA です。接地ピンの電流は負荷電流とともに増加しますが、その比率は約 1:25 であるため、レギュレータの効率はリニア レギュレータの理論上の最大値をわずか約 4% 下回るだけです。さらに、入力電圧が安定した出力を維持するために必要な最小電圧を下回る場合、グランドピンの電流は大幅に増加しません。
これらの機能により、入力電圧が通常の範囲を下回っているときに出力が入力を追従する状況でもLT1121を使用できます。以前のレギュレータは、この状況で非常に高い入力電流を消費するため、マイクロパワー動作は不可能でした。
高ESRの小さな出力コンデンサを使用してLT1121を安定させるために、特別な努力が払われました。以前の設計と比較すると、10mF ではなく 1mF のタンタル出力コンデンサが推奨されます。不安定性を心配することなく、より大きな出力コンデンサを使用できます。
LT1121は、ノートブック・コンピュータのバックアップおよび/またはサスペンド・モード電源に最適です。シャットダウンピンによりレギュレータを完全にシャットダウンでき、入力電流をわずか16mAに低減します。入力ピンと出力ピンに接続された IC 回路を注意深く設計することにより、入力がグランドに引き下げられるか反転されたときに出力から入力に逆流することなく、出力を High に保つことができます。入力ピンは 20V に反転できます。
LT1121は、3.3Vまたは5Vの固定出力電圧と、3.75V～30Vの範囲で調整可能な出力電圧で入手可能です。固定電圧モデルは、3 ピン SOT-223 および 8 ピン SO パッケージで提供されます。調整可能なモデルは 8 ピン SO パッケージで提供されます。
LT1121の700mAバージョンであるLT1129もオプションとして入手可能です。LT1129 には、LT1121 のすべての保護機能が備わっています。無負荷静止電流が50mAと若干大きいため、LT1129には最小出力容量3.3mFが必要です。LT1129 は、3.3V および 5V の固定出力電圧と、3.75V ～ 5V の範囲で調整可能な出力電圧でも入手可能です。このデバイスは 5 ピン DD パッケージで提供されます。
冷陰極蛍光ディスプレイドライバー
新しいバックライトシステムは一般的に冷陰極蛍光管を使用しているようです。エレクトロルミネセンス バックライトは光出力と寿命が限られているため、ノートブック システムでの使用が限られており、ノートブックおよびノートブック メーカー間での使用も限定されています。一方、冷陰極蛍光管は高効率、長寿命、高光出力を備えています。一般に、冷陰極蛍光管は、30 kHz ～ 50 kHz で 1 mA ～ 5 mA の駆動電流で駆動されることが予想されます。駆動電圧と電流はメーカーと真空管の形状によって異なります。
理想的な状況は、管内の電流を調整することによって明るさを制御することです。
図 3.14 の CCFL ドライバの動作を理解するには、この回路を 2 つの部分、1. レギュレーション ループ、および 2. 高電圧発振器/ドライバと見なす必要があります。
図 3.14 * CCFL インバータ
図 3.15 * デュアルランプのカラー適応
レギュレーション・ループは、定電流を駆動する降圧モード構成のLT1172スイッチング・レギュレータで構成され、自励発振コンバータを介して高電圧トランスに接続されています。ドライバのアーキテクチャにより、広範囲のバッテリ電圧にわたって一定の CCFL 電流が可能になります。負降圧モードでは、LT1172はスイッチ・ピンを介してインダクタL1を周期的にグランドに接続し、L1に電流を流し、自走トランジスタQ1およびQ2によってトランスL2の主巻線に電流が流されます。L2 の出力は、15pF コンデンサによって部分的に負荷された高電圧 AC 波形です。実際の電球電流の望ましい調整を達成するために、D1 と D2 は電球電流を整流し、1 つの相を R1 に通過させます。この整流された電流は R1 によって電圧に変換され、R3 と C6 によってフィルタリングされます。フィルタリングされた信号はLT1172のフィードバック信号となり、1.25Vに維持されます。
CCFL 電球をフィードバック ループ内に収めることにより、動作電流を正確に制御でき、マイクロプロセッサで明るさを制御できるようになります。C6の上部にD/Aコンバータやロジック回路から電圧を加えることで冷陰極蛍光管の電流を制御し、キーボード入力により明るさを調整することができます。
自励発振インバータを駆動する降圧コンバータ アーキテクチャが選択されたのは、広い入力電圧範囲が可能であるためです。CCFL トランスの巻数比にも耐性があります。ただし、この回路の注意点は、フィードバック ループが切れた場合に電球の端子に印加される電圧に制限がないため、CCFL が取り外されたときに電力が印加される可能性を最小限に抑えるように注意する必要があることです。この問題の解決策とバックライトのエンジニアリングと回路の詳細については、LTC アプリケーション ノート 55「92% 効率の LCD 照明技術」を参照してください。
バッテリーの充電
鉛蓄電池充電器
鉛酸充電式ゲル電池はニッケルカドミウム電池ほど普及していませんが、単位体積あたりのエネルギー密度が高いため魅力的です。これらのバッテリーは適切に扱えば寿命が長くなりますが、不適切な充電により早期に故障する傾向があります。図 3.16 に示す回路は、鉛蓄電池に理想に近い充電システムを提供します。正確な非線形温度補償、定電圧充電と定電流の適用範囲、および幅広い入力電圧とバッテリ電圧にわたる高効率を特徴としています。
基本的な充電器はフライバックを備えて設計されており、バッテリ電圧より高いまたは低い入力電圧で動作できるようになります。LT1171 ICスイッチャは100kHzで動作し、最大15Wをバッテリに供給できます。定電圧モードと定電流モードはデュアル オペアンプを使用して制御されます。R7 を通る充電電流が、R3、R6、および R7 によって決定される事前設定された制限を超えると、A1 が電流制限器として作動します。この電流制限器の目的は、ひどく放電したバッテリーに過剰な充電電流が印加されるのを防ぐことです。R7 両端の電圧降下は数百ミリボルト以内にとどまるため、R7 での損失は低くなります。
鉛蓄電池には非線形の負の温度係数があり、長いバッテリ寿命と適切な充電容量を確保するには、この温度係数を正確に補償する必要があります。R5は正温度係数サーミスタ（サーモセンサ）で、R2と並列接続することで+0.7%/℃の線形温度係数を所望の非線形特性に変換します。R2、R3、およびR4を組み合わせると、LT1171の1.244Vフィードバック・レベルが、25℃でバッテリに必要な2.35Vレベルまで増幅されます。A2 は、抵抗ネットワークを駆動するためのバッファとして使用されます。これにより、R9 や R10 などの大きな抵抗をバッテリ乗算器と直列に使用できるようになります。R9 は直列の各バッテリーに対して 200k に設定されます。R9 はわずか 12mA しか消費しないため、バッテリーに永続的に接続できます。R1 は、低周波シークを防ぐために充電器に有限の出力抵抗 (セルあたり 0.025W) を与えるために追加されます。
ニカド電池の充電
バッテリーの充電は、ノートブック システムにとって非常に重要な部分です。ここに示されているニッケルカドミウムまたはニッケル水素バッテリの充電回路は、バッテリへの電流を制御しますが、バッテリの完全充電状態は検出しません。
最初の回路は、フライバック構成の定電流バッテリ充電器 (図 3.17) です。これにより、バッテリ電圧が入力電圧よりも低くなったり高くなったりすることが可能になります。たとえば、16V バッテリ スタックは 12V 自動車バッテリから充電できます。充電電流は 1.2W の抵抗 R4 によって感知され、約 600mA に設定されます。抵抗 R5 と R6 は、バッテリーが接続されていないときのピーク出力電圧を制限します。ダイオード D3 は、充電器がオフのときに分圧器ネットワークを介してバッテリが放電するのを防ぎ、トランジスタ Q1 は充電器を電子的にオフにします。
次の 2 つの充電器は、高効率降圧充電器構成です。充電を行うには、入力電圧がバッテリー電圧よりも高くなければなりません。これらの充電器は、最大出力電流で充電する場合、90% の効率があります。効率が非常に高いため、スイッチングレギュレータもダイオードもヒートシンクを必要としません。
図 3.18 の 2 スピード バッテリ充電器は、ロジック信号を使用して高充電レート (最大 2A) とトリクル レートを切り替え、バッテリを寿命に保ちます。LT1006アンプはバッテリ充電電流を検出し、LT1171スイッチング・レギュレータのフィードバック・ピンを駆動します。制御回路全体はブートストラップされたLT1171に基づいており、スイッチング周波数でフロートするため、浮遊容量を最小限に抑える必要があります。
ゲイン設定トランジスタは、抵抗R1を短絡または切断することによってLT1006のゲインを変更します。表示されている値の場合、充電速度は 0.1A から 1A の間で変化します。
図 3.19 の充電器は、DA コンバータを介してプログラム可能です。充電電流はプログラミング電圧に比例します。バッテリーの底部にある小さな検出抵抗がバッテリーの充電電流を検出します。これはプログラミング電圧と比較され、LT1171のVCピンを駆動するフィードバック信号を生成します。これにより、LT1171 への充電電流が制御され、適切な制御回路を使用して任意のバッテリ電流をプログラムできます。高い充電電流での効率は 90% です。
LCDコントラスト電源
LCD 画面では通常、ディスプレイのコントラストを 18V と 24V の間に設定する必要があります。通常、この電圧を生成するにはシステムにスイッチング レギュレータが必要ですが、比較的低電力です。LT1172 は、最小限の部品数で必要な電圧を生成できます。
図 3.20 の回路は、昇圧構成で +18V ～ +24V を生成し、チャージ ポンプを介して電圧を反転することによって動作します。これにより、変換にトランスの代わりに小さなインダクタを使用できるようになります。
4セルニッカド電池用レギュレータ/充電器
新しいLTC1155デュアル・パワーMOSFETドライバは、5Vから電力が供給される場合、2つのNチャネル・パワーMOSFETに12Vのゲート駆動を提供し、外付け部品を必要としません。この機能は、微小電力消費および保護機能と合わせて、以前はより高価な P チャネル MOSFET を必要としたハイサイド スイッチング アプリケーションに最適です。
図 3.21 のラップトップ電源システムは、このハイサイド駆動方式から直接恩恵を受けるアプリケーションの良い例です。4 セル NiCd バッテリ パックを使用して、5V ラップトップ システムに電力を供給できます。非常に低いオン抵抗を備えた安価な N チャネル パワー MOSFET により、バッテリ パックと 5V ロジック間の低ドロップアウト電力スイッチングが可能になります。
図 3.21 に、LTC1155 と 3 つの安価なパワー MOSFET を使用してバッテリ充電器と超低ドロップアウト 5V レギュレータを構築する方法を示します。LTC1155デュアルMOSFETドライバの半分は、バッテリ・パックの充電を制御します。9V、2Aの電流制限ウォールマウントは、非常に低抵抗のMOSFETスイッチQ2を介してバッテリーパックに直接接続します。ゲート駆動出力のピン 2 は約 13V のゲート駆動電圧を生成し、Q1 と Q2 を完全に昇圧します。Q2 の電圧降下は 2A でわずか 0.17V なので、表面実装して基板スペースを節約できます。
安価なサーミスタRT1はバッテリ温度を測定し、温度が40℃に上昇するとピン1（ドレイン検出入力）をローにしてLTC1155をシャットダウンします。また、ウィンドウ コンパレータは、非常に低温 (10°C 未満) のバッテリ パックが急速に充電されないようにします。
Q1 は急速充電中にライトを点灯し、バッテリー パックが適切に充電されていることをコンピューターのオペレーターに知らせます。バッテリ温度が40℃に上昇すると、LTC1155はロックオフし、R9を流れるバッテリ充電電流は150mAまで低下します。
4 セル NiCd バッテリ パックは、完全に充電されると約 6V を生成します。バッテリーがほぼ放電すると、この電圧は約 4.5V に低下します。LTC1155 の 2 番目のセクションは、超低ドロップアウト MOSFET レギュレータのゲート電圧駆動 (ピン 7) を提供します。LT1431 は Q4 のゲートを制御し、バッテリ電圧が 5V を超えると安定化された 5V 出力を供給します。バッテリ電圧が 5V 未満の場合、Q4 はバッテリとレギュレータ出力の間の低抵抗スイッチとして機能します。
2 番目のパワー MOSFET Q3 は、9V 電源とレギュレータ出力の間に接続され、9V 電源が接続されているときにメイン レギュレータを「バイパス」します。これは、壁掛け充電器が接続されている場合、コンピュータの電源が AC 電源コードから直接供給されることを意味します。LT1431 は Q3 と Q4 にレギュレーションを提供し、レギュレータ出力を一定の 5V に維持します。ダイオード D2 ～ D4 で構成されるダイオード ストリングは、2 つのゲート電圧を約 2V 分離することにより、壁面マウントに接続したときに Q3 がすべてのレギュレータ電流を確実に伝導するようにします。
R14 はレギュレータの電流検出として機能します。2番目のドレインセンス入力ピン(ピン8)と電源ピン(ピン6)の間の電圧降下が100mVを超えると、レギュレータは3Aでラッチオフします。R10 と C3 は短い遅延を提供します。マイクロプロセッサは、2 番目の入力ピン (ピン 5) をオフにしてからオンにすることで、レギュレータを再起動できます。
バッテリー電圧が 4.6V を下回ると、マイクロプロセッサーがレギュレーターをオフにします。5V、2Aのレギュレータのスタンバイ電流は10mA未満です。充電中にバッテリー電圧が上昇すると、電圧レギュレーターが再びオンになります。
通常、ラップトップ自体の消費電力は非常に低いです。電流制限された電源アダプタは、急速充電バッテリ パックによって生成される電力のほとんどを消費します。Q2の消費電力は0.5W未満です。R9の消費電力は約0.7Wです。バッテリーが完全に充電されている場合、Q4 は短時間で約 2W を消費しますが、バッテリー電圧が 5V を下回ると、消費電力は 0.5W 未満になります。示されている 3 つの集積回路はマイクロパワーであり、電力をほとんど消費しません。ただし、電源アダプタから電力を供給するときに完全な 2A 出力電流が必要な場合、Q3 は 7W もの電力を消費する可能性があります。
図 3.21 に示す回路は、基板スペースをほとんど占有しません。LTC1155は8ピンSOパッケージで提供され、3つのパワーMOSFETもSOパッケージで提供されます。ただし、Q3 と Q4 は適切に冷却する必要があります (表面実装の熱に関する推奨事項については、MOSFET メーカーのデータシートを参照してください)。
LTC1155 を使用すると、安価な N チャネル MOSFET スイッチを使用して、4 セル NiCd バッテリ・パックから充電器および負荷に電力を直接接続できます。この技術は非常に費用対効果が高く、非常に効率的です。バッテリーの動作時間を最大限に確保するために、ほぼすべてのバッテリー電力が負荷に直接供給されます。
Pocket PC 電源
ハンドヘルド コンピュータの電源設計は、ノートブック コンピュータとはまったく異なります。ノートブック コンピュータは通常、電源として 9V ～ 15V の NiCd バッテリ パックを使用します。ハンドヘルド コンピュータのサイズは非常に小さいため、単三電池は 2 本または 4 本しか収容できません。ハンドヘルドには現在ディスク ドライブがないため、スリープ モードでの実行に時間がかかります。一般的なハンドヘルド システムでは、プロセッサをフルパワーでアクティブにした状態で数時間動作し、プロセッサをオフにしてディスプレイをアクティブにした状態で静的動作を数十時間、スリープ モードで 2 時間の動作が可能です。すべてのメモリが保持されるバッテリ寿命は数か月です。 , ただし、計算は実行されません。このハンドヘルドは、単三電池が消耗したり交換したりした場合のバックアップ電源としてリチウム電池も使用します。
PDA の電源は通常、使い捨てのアルカリ単三電池です。これらの使い捨てバッテリーを使用すると、ラップトップとは異なる問題が発生します。充電式 NiCd または NiMH バッテリを使用する電源システムとは異なり、高効率の電力変換回路は必ずしも使い捨てバッテリに適しているとは限りません。充電式バッテリーの出力インピーダンスは非常に低いため、最も効率的な変換回路は最長の動作時間を実現します。一方、一次電池は内部インピーダンスが比較的高いため、電池の負荷が低く比較的一定の場合に電池寿命が最も長くなります。変換回路の損失を低減し、バッテリの内部抵抗の影響を最小限に抑える電力コンバータは、システムの動作寿命を最長にします。ここで紹介する 4 セル設計の一部は、バッテリのピーク電流を低減して一次バッテリの寿命を延ばすように設計されています。他の構成では、効率が向上する可能性がありますが、バッテリーに対するピーク エネルギー要求が高くなるため、バッテリーの寿命が短くなります。ここに示す変換回路はアルカリ単三電池でテストされており、長い電池寿命を実現しています。
2つのバッテリー入力を備えたハンドヘルドコンピュータ電源回路
図 3.22 に示す回路を使用すると、単三電池 2 本から安定した 5V 電源を生成できます。U1 は、ステップアップまたは「ブースト」コンバータとして構成された LT1108-5 マイクロパワー DC/DC コンバータです。U1 の SENSE ピンを通じて監視される 5V 出力は内部で分圧され、デバイス内の 1.25V リファレンスと比較されます。出力が 5V を下回ると、U1 の発振器が作動し、19kHz の周波数でトランジスタのオンとオフを繰り返します。この動作により、電流が L1 に蓄積され、D1 を介して C1 に流れ込み、出力電圧が増加します。出力が 5V に達すると、発振器がオフになります。
図 3.22 * 2 本の単三電池は 5V を出力し、150mA を供給します。
ゲート発振器は、出力を 5V で一定に保つメカニズムを提供します。R1はLT1108の電流制限機能を呼び出し、ピーク・スイッチ電流を約1Aに制限します。電流が R1 によって設定されたプログラムされた制限に達すると、U1 はスイッチを閉じて電流を制限します。したがって、スイッチの「オン」時間は入力電圧の増加とともに減少しますが、「オフ」時間は影響を受けません。この方式により、入力電圧範囲全体にわたってピーク スイッチ電流が一定に保たれ、高いバッテリ電圧で L1 の最大電流定格を超えることなく、低いバッテリ電圧で最小限のエネルギー転送が可能になります。最大電流要件は、個々のアプリケーションに合わせて R1 を調整して、バッテリ寿命を可能な限り長くするために慎重に検討する必要があります。たとえば、最大 75mA だけが必要な場合は、R1 を 100 オームに増やすことができます。これにより、スイッチ電流が約 650mA に制限され、コンバータの効率が向上し、ピーク電流需要が減少し、バッテリ寿命が大幅に延長されます。
この回路は、3.5V～2.0Vの入力範囲から最大150mAの5V出力を供給できます。効率は、15mA～150mAの負荷電流で3.0Vで80%、2.0Vで70%です。出力リップルはピークツーピークで 75mV、無負荷静止電流はわずか 135uA です。
単三電池2本を使用したLCDバイアス
図 3.23 に 24V LCD バイアス発生器を示します。この回路では、U1 は LT1173 マイクロパワー DC-DC コンバータです。3V 入力は、U1、L1、D1、C1 のスイッチによって +24V に変換されます。次に、スイッチ ピン (SW1) が C2、C3、D2、および D3 で構成されるチャージ ポンプを駆動して、+24V 出力を -24V にレベル シフトします。3.3V ～ 2.0V の入力電圧では、リニア レギュレーションは 0.2% 未満です。負荷レギュレーションは1mAから7mA負荷まで2%です。この回路は、2.0V 入力から 73% の効率で最大 7mA を供給します。
図 3.23 * 2 セル LCD 電源は -24V の 7mA を生成します
4 つのバッテリー入力を備えたパーム電源回路
386SX プロセッサを使用する、より強力な新しいハンドヘルドは、妥当な寿命を得るために単三電池 2 本で供給できる電力よりも多くの電力を必要とします。ここに示す回路は、メイン ロジック用に切り替え可能な 3.6V/5V 出力、LCD ディスプレイ バイアス用に 23V 出力、フラッシュ メモリ VP-P 生成用に +12V 出力を提供し、自動バックアップ電源を提供するために 3V リチウム バッテリを使用します。無負荷状態では、システム全体に必要な静止電流は 380mA です。
図 3.25 * LCD バイアス発生器は 10mA で -24V を供給
図 3.24 に示すメインコンバータ回路は、昇降圧コンバータを組み合わせたものです。4 本の単三電池が新しい場合、回路はリニア レギュレータのように動作します。これは非効率的に見えるかもしれませんが、バッテリー電圧は通常 6V から 5V に急速に低下することに注意してください。5V 入力時の効率は 3.6V/5V、つまり 72% です。バッテリ電圧がさらに低下すると、効率は 4.2V 入力で 90% 以上に増加します。バッテリーが 4V を下回ると、回路は昇圧モードに切り替わり、バッテリーから利用可能な電力をすべて絞り出します。
このコンバータは、2.5V 入力から 200mA で 3.6V 出力を提供します。昇圧モードでは、効率は 83% ～ 73% (2.5VIN の場合) です。リニアレギュレータには電流パルスがありません。単 3 形アルカリ電池の内部インピーダンスは比較的高く、スイッチングレギュレータが電池に要求する電流パルスにより電池寿命が短くなる可能性があります。単 3 形アルカリ電池 4 本のインピーダンスは、新品の場合約 0.5W ですが、寿命が終わるまでに 2W に増加します。このトポロジは、7 時間しか提供できないフライバック トポロジを使用する場合と比較して、3.6 V、200 mA の出力電力を 9.3 時間以上提供できます。
バックアップ機能は、図 3.24 に示す別の LT1173 回路を使用して実装されます。LT1173の電力はメインロジック出力から供給されます。リチウム電池は、10mF のコンデンサの漏れ、スイッチの漏れ、910k/1M 抵抗分圧器により、約 1.5mA の負荷を受けます。合計負荷は 5mA 未満です。LT1173 は、メインロジック電源ラインから引き出される 110mA の自己消費電流を必要とします。
バックアップ/通常入力が High になると、フィードバックは直列に接続されますが、コンバータはメイン ロジックの電源電圧が 3.4V に低下するまでサイクルを開始しません。このコンバータは 10mA で 3.6V を供給できます。図 3.27 の回路でバックアップ/通常信号を駆動すると、メインの単 3 電池が抜かれるか、電池が消耗するとバックアップコンバータが自動的に起動します。LT1173内部のゲインブロックを使用して、バッテリ低下検出機能が提供されます。910k/1M 分圧器は BL4 出力を設定し、VBATT が 2.4V に等しい場合に Low になります。
図 3.25 に示す -24V LCD バイアス発生器は、SOT-223 パッケージの 2A PNP トランジスタ FZT749 を駆動するコントローラとして LT1173 を使用します。LT1173は、FBピンとGNDピンの間を1.25Vに維持します。R1 の両端に 1.25V を生成するには、3M 抵抗を介して電流が流れる必要があります。これにより、「GND」ピンがマイナスになります。220mH インダクタは、スイッチ電流を新しいバッテリの場合は 500mA、消耗したバッテリ（3.6V）の場合は 300mA の間に制限します。このコンバータの効率は 70% の範囲にあります。インダクタの値を減らすだけで効率を高めることができますが、バッテリから引き出される電流パルスが大きくなるため、実際にはバッテリ寿命が短くなります。
図 3.26 * フラッシュ VP-P ジェネレータは、単三電池 4 本から 12V、40mA 入力を供給します
図 3.26 にフラッシュメモリ VP-P ジェネレータを示します。出力は 12V で最大 40mA を供給できます。コンバータは、124k フィードバック抵抗に接続された小型 N チャネル MOSFET によってスイッチングされます。MOSFETがオンの場合、抵抗はグランドに接続され、コンバータは12Vを生成します。MOSFET がオフになると、124k 抵抗が切断され、フィードバック ピンが High になり、コンバータがシャットダウンします。オフの場合、出力電圧はバッテリ電圧からダイオード電圧降下 1 つを引いた値になります。この条件はフラッシュ メモリに当てはまります。フラッシュ チップにはレベル検出器が含まれているため、誤ったプログラミングが発生することはありません。VP-P ピンの電圧が 11.4V より低い場合、フラッシュ チップ自体はプログラミングを許可しません。LT1173 を使用したゲイン ブロックは、別のバッテリ低下検出機能を提供します。ここでは一次アルカリ電池が検出されており、電池電圧が 4.0V を下回ると、AO ピンが Low になります。
図 3.27 * バッテリ検出器がメインバッテリの取り外しを検知し、VBATT < 3.6V を示す
最後に、マイクロパワー 2 端子リファレンスとデュアル コンパレータにより、一対のバッテリ検出器が形成されます。図 3.27 の上側のコンパレータはメインバッテリを直接検出します。BL3 は、バッテリ電圧が 2.5V を下回る場合 (バッテリが非常に消耗している場合)、またはバッテリが取り外された場合に High になります。リチウムバックアップコンバータのバックアップ/通常信号に接続すると、バックアップが自動的にメインロジック電源ラインを引き継ぎます。バッテリ電圧が 3.6V を下回ると、別のコンパレータが Low になります。
ハンドヘルドコンピュータ用CCFLバックライトドライバ
バックライト付きディスプレイにより、ポータブル コンピュータのユーザー受け入れが大幅に向上します。電球を駆動するために必要なインバータ回路には高電力が必要となるため、ハンドヘルド機器ではバックライト付きディスプレイが使用されたことはありません。図 3.28 の回路は、この問題を克服したマイクロパワー CCFL 電源です。一般的なノートブックの CCFL 電源は 5mA で電球を駆動します。この回路は、2.0V～6Vの入力範囲で動作するLT1173マイクロパワーDC-DCコンバータを使用しています。最大ランプ電流は 1mA に制限されています。電球電流の制御は 1mA に維持できますが、これは非常に暗い光です。最大限のバッテリー寿命が求められるハンドヘルド用途に適しています。
L1、Q1、Q2 は電流駆動のロイヤルレベルコンバータを形成し、その発振周波数は主に L1 (負荷を含む) と 0.01mF コンデンサの特性によって決まります。コンバータ全体は、LT1173 のバースト・モード動作によってスイッチングされます。LT1173 フィードバックピンの 1M/0.01mF RC フィルタは、3.3k-1M ポテンショメータチェーンに存在する半正弦信号を除去します。この信号は電球電流の半分を表します。LT1173 は、閉ループ制御を通じて電球へのエネルギーを調整し、フィードバック・ピンで 1.25V を維持します。電球電流が低い場合、LT1173 はほとんどの時間アイドル状態になり、静止電流は 110mA しか消費しません。最大電球電流 1mA の場合、回路の消費電力は 100mA 未満です。5mA 未満の入力電流で、電球は適切な量の光を放射しました。
図 3.28 * マイクロパワー CCFL ドライバーは、単三電池 2 本から最大 1mA のランプ電流を供給します