19. 狭帯域クラスFパワーアンプ設計のADS使用実績
CGH40010Fベース
先ほどの話:
ブロガーも RF PA の初心者であり、このクラス F パワーアンプを書く際に多くの質問があります。連続 F 級、拡張連続 F 級、高次拡張連続 F 級、高次ハイブリッド拡張連続 F 級パワーアンプ以外にも、通常の狭帯域 F 級パワーアンプの設計（論文参照）が多くの人が行っていますが、Q1. 論文によっては、単一点周波数の F 級パワーアンプが複数の高調波を引き込んでいるとありますが、F 級のインピーダンス条件（オープン回路とショート回路を参照）はすでに決まっているのではないでしょうか
？
Q2. 論文によっては、高調波制御ネットワークはパッケージングや寄生効果を考慮しておらず、効率は低くないかもしれないが、電圧波形が全く方形ではない、つまりインピーダンス条件が従来のクラス F を満たしていません。
ですので、高調波さえ抑えられていれば、一般化したFカテゴリーと考えて良いのではないかと思っていますが、この理解が正しいかどうかは分かりませんので、分かる方はコメント欄にコメントを頂ければ幸いです。
0. ソースファイルのダウンロード
https://download.csdn.net/download/weixin_44584198/85550957
1. 設計指標と実績
中心周波数: 2.4Ghz
出力電力: 10w (40dbm)
リターンロス: -15db 未満
ドレイン効率: 75% 以上
TOI/IP3: -45dbm
2. データブックレットの分析
ウルトラブロードバンドを始めましたが、どのデータブックを読めばよいですか?
番外編 1: RF パワーアンプのトランジスタの重要なパラメータ
3. DC解析+静的動作点選択
CGH40010Fモデルファイルをインポートし、デザインキットを初めて解凍することを選択します。初めてではない場合は、ライブラリファイルを管理することができます。ここで使用するのは初めてではありません。ライブラリ定義ファイルを追加するのは初めてではありません。モデル解凍のルートディレクトリでdefsファイルを見つけます。テンプレートを挿入し
ます：
ここにカスタム テンプレートを挿入します。
挿入後は次のようになります (通常、テンプレートを挿入するときに、対応する電圧をデータ シートに従って設定する必要があり、ここに挿入したテンプレートはすでに設定されています。たとえば、周波数掃引パラメーターなど)。シミュレーション観察結果を直接クリックします。このデータ選択インターフェイス上の関連するマークを移動して、回路の動作状態を変更します。ここでは、ドレイン電圧 28V、ゲート電圧 -2.8V を選択し
ます
。図から明らかなように、このときの導通角は 232 度であり、AB 級モード設計によれば、最大作業効率は 50% 近くに達することができます。
4. 安定性解析
新しい回路図を作成し、 02_STABILITY_SIMULATION という名前を付け、安定性解析コントロールを挿入します。
回路図をシミュレーションして結果が得られると、安定した回路システムが周波数帯域で安定化できることがわかります。
5. 高調波制御ネットワークの設計
F 級パワーアンプの最大の特徴は高調波の制御にありますが、一般的に、F 級パワーアンプは奇数高調波に対して回路をオープンし、偶数高調波に対して回路をショートする必要があります。したがって、負荷を引く前にこの高調波制御ネットワークを設計する必要があります。
高調波制御ネットワークは次の構造形式を採用します。
上記の回路を分析します。ADS
で上記の回路図を作成し、理想的なマイクロストリップ ライン コンポーネントを使用します。回路図を
シミュレーションして結果を観察し、偶数高調波では短絡、奇数高調波では開回路であることを確認します。これはインピーダンス条件を満たします (ここでは 3 次高調波のみが制御されることに注意してください)。
6. (拡張) 寄生効果を考慮した高調波制御ネットワーク
上述所设计的谐波控制电路没有考虑到封装效应和寄生效应，针对此次使用的管子，网上有一套现成的封装模型，添加后如下所示（一堆电感电容就是其封装模型）：
此处给出更加清晰明了的解释：
此处使用高效率GaN HEMT F类/逆F类功率放大器研究和设计（知网）文章中的简化模型（与完备的寄生和封装等效模型相比少了一个T型结构，谐波控制电路略有不同但是原理相似）：
按照文章中的模型进行建模，设置参数自动调制OPTIM控件，运行参数得到最佳的数值：
观察最后的结果，最终结果如下所示（可以看到设计在考虑寄生参数的情况下依旧能满足开路短路条件）：
6. ロードプルとソースプル
高調波制御パワーアンプクラス F の場合、高調波インピーダンスの設定方法がすでにわかっているため、負荷プルは多くの場合基本波のみをプルする必要があります。ロード プル テンプレートを開き、上記で設計した高調波制御回路と安定性回路を回路図に挿入します (挿入後は次のようになります)。
赤いボックス内の関連パラメーターを適切に設定します。
回路図を実行してインピーダンス ポイント M1 の位置を取得すると、ロードプル インピーダンスは 18.362-j13.971 オームになります。ここではゲインと効率が考慮されており、約 78.5% の電力付加効率と 10db のゲインが得られることが予想されます。
次に、ソースプルを実行し、ソースプルテンプレートを挿入し、高調波制御回路と安定化回路を設定します。
赤いボックス内のパラメータを設定します。
クリックしてシミュレーションを実行すると、高効率インピーダンス領域が次のように取得されます。ソース インピーダンスが 7.815-j*2.380 で最大効率に達することがわかります。
負荷プルの回路図に戻り、前のプルから取得したソース インピーダンスを入力し、再度シミュレーションを実行して、以下に示す最終結果を取得します。2 番目の荷重プルの値を設計に使用される値として使用します (19.484-j*14.453)。
7. 出力整合回路
最初に出力整合回路を設計し、出力整合には L 型整合方式を採用し、次の回路図を構築します。
Smith 描画インターフェイスを開き、L マッチング方法を使用してマッチングします。
[回路の生成] をクリックしてシミュレーションを実行すると、マッチングがうまく機能していることがわかります。
マッチング回路と以前に設計した高調波制御回路を 1 つの回路図に挿入し、関連するデバイスを接続してデバイスを実際のマイクロストリップ ラインに変換します。ここでは、プレート ROGERS4350B を使用します。
対応する目標を設定し、スケマティック ダイアグラムのパラメータを自動的に調整します。調整後、次の結果が得られます。
最終結果を得るためにスケマティック ダイアグラムを最適化します。
8. 入力整合回路
次の出力インピーダンス整合回路を構築し、整合には SMITH チャートを使用します。
入力整合には L 整合を使用します。
実際の回路図に変換し、4350B プレートを使用します (ここでは安定した回路が追加されています)。この入力
整合と出力整合を一緒に
テストします。最後にシミュレーション テストを実行し、回路図シミュレーション中に 82 のドレイン効率と 10db 以上のゲインが得られることを確認します。
9. レイアウトシミュレーション
入出力整合回路を新しい回路図に配置します:
レイアウトを生成し、合理的に配置します (通常、面積を減らすために円弧または対称構造が使用され、便宜上図はここでは省略されます): 関連するポートを接続に挿入します: シミュレーションの周波数パラメータなどを設定します: ボード 4350B を設定します: クリックしてシミュレーションを実行し、結果を取得し、結果が得られた後にシンボルを作成します: 新しい回路図を作成し、Co_sim という名前を付け、上記の回路基板シンボルを挿入して接続します
。
emmodel
する
シミュレーション
オプション
:
この模式図上で協調シミュレーションが実行され、結果が得られます。入力電力が 29dbm の場合、ドレイン効率は 80% に達し、ゲインは 10db を超え、次の要件を満たしていることがわかります。
