設計原理
この実験の主なタスクは、位相ロック技術に基づいて周波数変調器と復調器を設計することです。位相
ロックループ周波数変調器の主ブロック図
位相ロックループ周波数復調器の主ブロック図
図1（a）は、位相ロックループで構成される位相ロック周波数変調回路のブロック図です。変調器は、主に結晶発振器、位相検出器、ループフィルタ、電圧制御発振器、増幅器、分周器、およびローパスフィルタで構成されています。位相ロック周波数変調回路は、高い中心周波数安定性を備えた周波数変調信号を得ることができます。位相ロック周波数変調を実現するための条件は、変調信号の周波数スペクトルがローパスフィルタの通過帯域外にある必要があり、変調指数が大きすぎないことです。このように、変調された信号はループローパスフィルタを通過できないため、AC負のフィードバックをループ内に形成することはできず、変調周波数はループに影響を与えません。位相ロックループは、VCOの平均中心周波数の不安定性によって引き起こされるコンポーネント（ローパスフィルターの通過帯域内）でのみ機能するため、中心周波数は結晶周波数にロックされます。位相ロック周波数変調は、直接周波数変調の低い中心周波数安定性の欠点を克服します。この種の位相ロックループは、キャリアトラッキングPLLと呼ばれます。
図1（b）に、位相ロックループで構成される位相ロック周波数弁別回路のブロック図を示します。主にバンドパスフィルター、周波数選択増幅器、分周器、位相検出器、ループフィルター、増幅器、電圧制御発振器で構成されています。入力がFM波の場合、ループフィルタの帯域幅が、位相検出器の出力電圧がスムーズに通過するように十分に広く設計されている場合、VCOは、変調則の変化を反映する入力FM波の瞬間周波数、つまりVCOの出力を追跡できます。同じ変調則のFM波です。このとき、ループフィルターから出力される制御電圧は、必要なFM波復調電圧です。これは、変調追跡フェーズロックループと呼ばれます。
2.設計要件
1）位相ロック技術に基づく周波数変調器と脱変調器の動作原理を習得し、構造を構成します。
2）SMDコンポーネントを使用して、位相ロック技術に基づいて周波数変調器と復調器を設計します。
3）与えられた周波数変調器と復調器回路の概略図および対応する印刷回路基板図。所定の動作周波数およびその他の設計技術指標に従って、位相ロックループ内の電圧制御発振、周波数選択増幅、バンドパスフィルタ、および制限増幅器のコンポーネントパラメータを分析および計算します。変調信号の周波数などの設計技術指標に従って、ループローパスフィルターのコンポーネントパラメーターを分析および計算します。
4）周波数変調器と復調器は直接通信を実現できます。
5）ループの各モジュールの入力および出力波形図、変調波スペクトル分析図などを記録します。
設計技術指標
1変調技術指標
1）出力振幅：数百mv-2v
2）キャリア周波数：30.0MHz〜60.0MHz
3）周波数偏差：△f≥10KHz4
）電源電圧：7.5-12V（実際は電圧安定化後）回路に追加されるVccは5Vの電圧です）
5）負荷：506
）変調信号：1KHzオーディオ信号もデジタル信号、つまりM3シーケンス信号を送信できます
2復調技術指標
1）感度（12dB信号対雑音比）： ≤45dBuV2
）歪み：≤10％
3）信号対雑音比（S / N）：高いほど良い
4）受信機帯域幅：≤300KHz5
）ローカル発振器周波数：変調器の動作周波数に応じて自己決定
6）電源動作電圧：7.5〜12V（電圧安定化後に実際に回路に追加されるVccは5V）
3伝送方式
1.電圧制御発振器電圧
制御発振器のAC経路
図3.2に電圧制御発振器のAC経路を示します。その発振タイプは、高周波安定性と出力波形を備えた改良型コンデンサ3端子発振器です。安定性およびその他の利点。2つのバラクターダイオードを連続して使用する利点は、各バラクターダイオードに印加される高周波電圧を低減して、周波数の安定性を向上させることです。この図では、L2C6並列共振回路の角周波数はω= 1 /（√L2C6）、共振は基本周波数、つまりω≈ωo、回路の位相シフトは0、純粋な抵抗、両端の電圧が最大です。高調波周波数を抑制する強力な能力があります。L2C6並列共振タンクのタンクへの影響を無視すると、電圧制御発振器の発振周波数は主にL1、C7、C2、C5、C3、C1、C4のパラメータによって決定されます。ここで、C4は可変コンデンサ、C1C3は静的可変容量ダイオードです。動作点での容量、電圧制御発振器の中心周波数は、
fo = 1 /（2Π√[（C3 + C1 + C4）+ C2 // C5 // C7] * L）
フィードバック係数F≈C5/ C2です。
回路内のR2、R7、およびR10はDCバイアス抵抗であり、回路の静的動作点を設定して、回路が通電されたときに回路が振動条件を満たすことができるようにし、AF> 1にします。C2とC5は、正のフィードバックパスを提供します。Aは信号が小さいときの増幅器のゲイン、Fはフィードバック係数です。フィードバック係数は、一般的に（1 / 2〜1 / 8）（F≈C5/ C2）と見なされます。
R1、R11、R18はバラクターダイオードです。CR1は2.5VのDCバイアスを提供します。バラクターダイオードCR2の制御電圧は、ループフィルターの出力電圧から得られ、電圧制御発振器の瞬間的な周波数変化を反映します。
2.増幅回路
図に示すように、非共振高周波増幅器であり、その主な機能は、電圧制御発振器によって生成された正弦波変調信号を増幅して、後続の分周回路を促進することです。出力電圧の振幅は、少なくとも3.5Vを超える十分な大きさである必要があります。この図では、R13、R14、およびR15がDCバイアス回路を形成します。これは、主にアンプに適切なDCバイアスを提供して、アンプが増幅状態で動作していることを確認します。
3.分周回路
図に示すように、2による分周器（水晶振動子付き）です。主な機能は、増幅された正弦波変調信号を2で除算して、再形成された方形波信号を取得し、それを位相検出器回路のクロック入力CLKポートに送信することです。TP9側で、位相が水晶基準周波数からの発振信号と比較されます。
4.
図に示す基準周波数発振回路は、安定性の高い水晶発振回路です。主な機能は、2で割った電圧制御発振器の周波数に等しい基準周波数を生成し、この信号を位相検出器に送信し、 2で割った電圧制御発振器の信号を同相で比較します。
5.位相検出回路
写真は、ステータスレジスタとしてリセット機能を備えた2つのDフリップフロップで主に構成されている位相検出回路を示しています。Dフリップフロップが立ち上がりエッジでトリガーされ、2で除算された電圧制御発振器の信号と水晶発振器の基準周波数信号が2つのDフリップフロップのCPとして使用されると仮定します。フリップフロップのデータ端子Dはハイレベルに接続され、出力はQ5とQ9から取得されます。リセット後の初期状態はQ5Q9 = 00です。CP信号の立ち上がりエッジ（つまり、基準結晶周波数信号fR）が来ると、Q9 = 1となり、2で割ったVCO信号fVの立ち上がりエッジが来るまでQ5は0のままです。 Q5が1になり、この時点で2つのDフリップフロップの出力がQ5Q9 = 11になり、D6D3R32で構成されるOR回路Q5Q9= 00が2つのDフリップフロップをリセットし、初期状態Q5Q9 = 00に戻ります。2つのDフリップフロップを1に設定する時間（ダイオードとフリップフロップの遅延）が短いため、回路がQ5Q9 = 11の状態にとどまることができないことがわかります。一方、Q5Q9は一定期間同時に存在します。高いですが、それらの平均値は、入力周波数と位相の違いを正しく反映しています。
図3-6（a）に示す位相弁別回路の機能は、2つの入力信号の位相差を取り出し、ローパスフィルタを介して位相差を制御VCOの平均電圧に変換することです。
6.ループフィルター回路ループフィルター
の主な機能は、位相検出器の出力パルスQ5Q9の幅を平均電圧出力に変換することです。ここで使用する方法は、主にDフリップフロップQ5Q9からのパルス出力をローパスフィルターに通し、Q5からのパルス出力をR20C36ローパスフィルターに通し、他のQ9からのパルス出力をR21C37ローパスフィルターに通して差を増幅する方法です。 。ループフィルターによって出力される平均電圧は、DフリップフロップQ5Q9の2つの出力の位相情報を反映しています。2つの信号の周波数と位相が同じである場合、ループフィルターは安定したDC電圧を出力します。
この実験で使用したフィルター回路。主な機能は、位相検出器の出力パルスQ5Q9の幅を平均電圧出力に変換することです。ここで使用する方法は、主にDフリップフロップQ5Q9のパルス出力をローパスフィルターに通し、Q5のパルス出力をR20C36ローパスフィルターに通すことです。 Q9によって出力されたパルスがR21C37ローパスフィルターを通過した後、差が比較され、増幅されます。ループフィルターによって出力される
平均電圧は、DフリップフロップQ5Q9の2つの出力の位相情報を反映しています。2つの信号の周波数と位相が同じである場合、ループフィルターは安定したDC電圧を出力します。
変調器と復調器で使用されるループフィルタ回路はまったく同じですが、変調器のループ帯域は非常に狭く、20HZ未満であり、復調器のループ帯域幅は音声信号の帯域幅よりも大きい、つまり20KHZより大きいことに注意する必要があります。
7. LPFローパスフィルター回路
8.オーディオアンプ回路
その中で、瞬間極性の分析から、R5はコレクターとベースの間の負のフィードバック抵抗であり、R3はコレクターの負荷抵抗です。アンプはスイッチS7のピン1に信号を出力します。スイッチS7が1-2でオンになると、オーディオ信号は次のレベルのユニット回路に入ります。
9.パラメータ設計
1.電圧制御発振器（VCO）のパラメータ設計
提供されるコンポーネントのタイプが限られているため、実際の状況と組み合わせて、可能な各パラメータの組み合わせを計算し、そこから最適な値を選択することを検討してください。C6 = 51pF（元の回路C42 = 51pF）の場合、L2 = 390nH（元の回路L7 = 390nH）。電圧制御発振回路の発振周波数は、主にL1、C7、C2、C5、C3、C1、C4のパラメータで決まります。C4は可変コンデンサー（元の回路のCR3）であり、調整可能な範囲は6.3pF〜30pFです。バラクターダイオードが直列に接続されて静的に動作する場合、C1（元の回路のCR2）とC3（元の回路のCR1）は元の回路図にあります。コンポーネントのマニュアルを参照すると、その時点での等価容量は、C1とC3が25.0pF（V = 2.5V）に等しいことを示しています。提供されるコンポーネントの種類が限られているため、実際の状況と組み合わせて、残りのコンポーネントパラメータを選択するには、可能な各パラメータの組み合わせを計算し、そこから最適な値を選択することを検討してください。電圧制御発振回路の中心共振周波数はである必要があります。L1 = 100nH（元の回路L2 = 100nH）、C2 = 680pF（元の回路C7 = 680pF）、C5 = 300pF（元の回路C11 = 300pF）、C7 = 300pF（元の回路C3 = 300pF）を選択した場合。
デバッグプロセス中に、36MHZの中心周波数要件を満たすために、C7 = 300pF（元の回路C3 = 300pF）をC7 = 680pF（元の回路C3 = 680pF）に変更します。
2. LPFパラメーターの設計
この実験では、LPF回路で7次ローパスフィルターを使用し、Filter Solutions10.0ソフトウェアを使用してフィルターコンポーネントのパラメーターを見つけます。実験では、電圧制御発振器の中心周波数は36MHzです。次の図に示すように、Filter Solutions 10.0のインターフェイスで、フィルタータイプをButterworth、LowPass、Passiveに設定し、次数を7、パスバンド周波数を36M、電源の内部抵抗と負荷を50Ω、Freq ScaleをHertzに設定し、Logをキャンセルします。
利用可能なすべての誘導要素と容量要素の比較によって示される
、周波数応答から図で修正されたシミュレーションを取得した最適なパラメータは、設計要件を満たし、次のコンポーネントパラメータを取ることができます：C6 = C9 = 33pF、C15 = C12 = 100pF、L3 = L4 = 270nH、L5 = 390nH
4.受信システムは
私自身ではなく、チームメンバーによって設計されています。省略されています。
5つのテスト
1.電圧制御発振器VCOの中心周波数を調整およびテストします。
電源コードを送信機ボードに接続した後、オシロスコープでTP5に接続し、電圧制御発振器の出力波形を観察します。VCOが正常に自励周波数を生成していることがわかります。そして、図に示すように、ループコンデンサCR3を調整して結果を36Mhzに近づけます。
オシロスコープのプローブの一方の端をグランドに接続し、もう一方の端をTP6に接続し、バッファモジュールの出力波形を観察します。オシロスコープの表示周波数は基本的に変化せず、VPP振幅は202.7mVです。図に示すように：
2 FM波スペクトルと帯域幅のテスト
スペクトルアナライザのパラメータを設定し、必要に応じてラインを接続した後、1KHzの正弦波変調信号を追加せずにキャリアスペクトルグラフをテストし、可変コンデンサCR3を調整してロックを制御します。図に示すように、位相出力は約36MHzです。1kHzの
正弦波変調信号を追加した後、分光図は図に示すようになります。
スペクトルアナライザのパラメータを調整した後、次の図に示すように、10KHzを超える帯域幅が設計要件を満たしていることがわかります。表示：3。LPF
ローパスフィルター
テストがテスト要件に従って回路に接続され、信号が正しく接続された後、テスト周波数はそれぞれ3dBと40dB、45.83MHzと81.67MHzに減少します。これは、基本的に設計要件を満たしています。 、図に示すように：
4。BPFバンドパスフィルターテスト
テストプロセス：図に示すようにスペクトルアナライザーをオンにしてから、S1を2、3に接続し、スペクトルアナライザーのトラッキングソースをオンにして、ビューに36Mhzのバンドパスがあるかどうかを観察します。フィルタ回路は
基本的にテスト要件を満たし、BPFは36MHzバンドパスフィルタリングで正常に動作します。
5.
VCO検出VCO回路は、周波数36MHZの固有信号を取得できます。このとき、バラクターダイオードCR2に印加されるDC電圧は2.5Vであり、実験に必要な結果を満たしています。
6.増幅回路モジュール試験
機能信号発生器を介して36MHZ信号を増幅回路モジュールに入力し、J5を介してオシロスコープに出力し、増幅信号が増幅条件を満たし、周波数が変化しないかどうかを観察します。
入力した信号は36MHZ、20mvppの高周波信号で、オシロスコープで観測すると、この信号は約22倍に増幅され、36MHZの中心周波数は変化していません。実験結果は条件を満たし、増幅回路に問題はありません。
7.ループフィルターテスト
電源電圧は7.5〜12V、プラス1KHzの正弦波、振幅は50mVppに設定され、オシロスコープはTP13波形を観察します
。6トランシーバーの包括的なテスト
1KHZ信号を送信機に入力し、送信機のさまざまな手順を実行します。 、復調のために受信機に入力し、オシロスコープで復調された信号を表示します。具体的な現象は以下のとおりです。
