動的回路の容量とインダクタンスの充放電の分析

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1. チャージポンプの充放電方式
   1. 原理紹介

 

       

上の図に示すように、動的回路スキームの作業手順は次のとおりです。

1. PWM1およびPWM2信号は、MOSチューブ⑤⑥を制御してコンデンサー⑧を充電します（PMW1およびPWM2 MCU周波数ロック）。
2. コンデンサ⑧とダイオード⑨⑩は一方向の充電ポンプを形成し、⑪を負の電圧に充電します。
3. 抵抗④△は充放電電流を制限します。
4. ヒューズ③はシステムの動作電流を保護します。
5. MOSチューブ①はモノリシック駆動信号を変換し、MOSチューブ⑤を駆動します。
   1. 作業プロセス分析

まず、このレベルのPWMの回路をシミュレートします。シミュレーション回路は次のとおりです。

 

       

入力波形がハイ（緑）の場合、コンデンサC3の左側が電源電圧V1、右側の電荷がD5を介して放出され、最終的に右側の電圧が0.7Vに維持されます。

         入力波形が低くなっても、コンデンサの両側の電圧差が急激に変化することはなく、左側の電圧が0になるため、右側の電圧が-（V1-0.7V）（つまり、コンデンサが維持される前の電圧差）に変化します。コンデンサC1が充電されると、電流がC1からC3に流れ、C3の電圧が上昇します。最後に、ダイオードD1を無視すると、C1とC2は電圧を均等に分割します-（V1-0.7V）が、ダイオードの存在により、C3のレベルが変化しますC1より0.7V高くなります。

         ここで出力波形が高くなると、コンデンサCの左側がV1になり、右側のレベルがC1によって部分的に中和されるため、右側のレベルは0.7Vを超えます。このとき、D5が放電し、右側が放電します。レベルは再び0.7Vに放電されます。

         上記の手順を数回繰り返すと、最終的にC1の電圧は-（V1-0.7V-0.7V）になります。上記のシミュレーションにより、V1は3.3Vであるため、C1のレベルは最終的に約1.9Vで安定します。

1. 1. スキームシミュレーション
      1. パラメータ計算
2. コンデンサ電圧と充電時間の関係：

Vt-コンデンサー電圧、V0-初期電圧、Vmax-供給電圧、R-充電インピーダンス、C-容量、t-時間、E-供給電圧。

V0 = 0の場合：

 

現時点では：

具体的な充電曲線は次のとおりです。

 

1. コンデンサ電圧と放電時間の関係：

Vtコンデンサー電圧、Eコンデンサー初期電圧、R放電インピーダンス、C容量、t時間。

1. パラメータ計算

現在の設計では、次のパラメータがあります。容量100uF負荷600R、電源電圧24V、電源電圧が許可されている場合

20V〜22Vでスイングすると、放電時間があります：

20Vから22V、つまり0.83Eから0.91Eまでの充電の場合、上記と比較すると、おおよそ次のようになります。

          充電率が50％の場合、充電時間は放電時間と同じで、t Charge = 2.85mS、C = 100uFを代入すると、次のようになります。

         つまり、充電抵抗は約28.5Rです。

         要約すると、放電抵抗が600Rの場合、容量は100uFであり、出力電圧は20V〜22Vの範囲で変化します。

回路は次のように構成する必要があります。

1. 充電抵抗は約28.5Rです
2. PWMサイクルは約175Hzです
   1. 1. 波形シミュレーション

上記のパラメータに基づくシミュレーションは次のとおりです。

 

 

         上図に示すように、シミュレーション結果は基本的に決済と一致しています。

         次に、動的回路を導入します。ダイオードは理想的なダイオードであり、電圧降下は0に設定されています。シミュレーション結果は次のとおりです。

 

   シミュレーション結果は上記のとおりです。ダブルコンデンサの容量性リアクタンスと遅延が増加するため、電圧はわずかに低下します。これは基本的に約-20Vです。

デュアルMOSを使用して電源のオンとオフを制御します。シミュレーション結果は次のとおりです。

 

         ダイオードを0.7Vの電圧降下に引き戻します。シミュレーション結果は次のとおりです。

         充電抵抗を10Rに調整し、周波数を10KHzに上げます。シミュレーション結果は次のとおりです。

        

         要約すると、容量が100uF、充電抵抗が28.5R、動作周波数が175Hzの場合、基本的に負荷を保証できます。

600Rは約20Vのレベルで動作します。

         チャージポンプの性能を向上させる必要がある場合は、チャージ抵抗と動作周波数の両方から調整できます。

インダクタンス

1. インダクタンス充放電方式（スイッチング電源方式）
   1. はじめに

         このスキームは、トランスアイソレーションスキームの変形と見なすことができます。トランスアイソレーションスキームのトランスは、インダクタに置き換えられます。

インダクタンスのフリーホイール機能を使用して機能させると、このソリューションのワークフローは次のようになります。

1. PWM1は、オプトカプラーの分離①を制御し、定期的にオンとオフを切り替えます。
2. インダクタ②が外れるとフリーホイーリングモードになり、コンデンサ④はダイオード③を介して負電圧に充電されます。
3. V1 +とV1-は第2レベルの回路に電力を供給し、第2レベルの回路は第1レベルの回路と同じ原理で動作します。
4. OUTで電圧V2 +およびV2-を生成して、外部リレーを駆動します。
   1. スキームシミュレーション

上の図に示すように、R3と4Rを使用してシステム電流を6Aに制限し、インダクタンスのサンプリングには22uHの共通インダクタを使用します。

動作周波数は25KHzで、第1段階の動作波形は次のとおりです。

         上図に示すように、MOSチューブをオフにすると（青が低い場合）、インダクタを流れる電流はすぐには消えません（赤の部分）。

ダイオードフリーホイーリングに目を向けると、この時点でV2電圧は瞬時に負の電圧に引き下げられます。フリーホイーリング電流が減少すると、V2ページは徐々に0に近づきます。

この過程でV3が充電され、リリースパスがないため電圧が徐々に上昇します。

         MOSをオンにすると（青が高い場合）、電流が急激に増加します。インダクタンスが存在するため、瞬時に

誘導電圧は、電流が安定すると、V2電圧が徐々に引き下げられ、ゼロに近づきます。

         上記の分析により、第1ステージが動作しているときは、V3またはC1を継続的に充電するため、第2ステージの回路を電源として使用できます。

         第2レベルの稼働状況は以下のとおりです。

         第1ステージの動作原理と同様に、V6は継続的に充電され、100Rの内部抵抗を使用してアナログ負荷R6に供給されます。

         サンプリング時間全体を長くし、次のようにシミュレーション波形を取得します。

         上の図に示すように、システムは最終的に約20Vの電圧降下を提供できます。

         システムの動作周波数を1KHzに調整すると、シミュレーション波形は次のようになります。

         上図に示すように、システムは低周波数条件下では正常に動作できません。

1. トランスアイソレーションスキーム
   1. 前書き

プログラムの機能図は次のとおりです。

         上に示したように、この回路の動作フローは次のとおりです。

1. PWM1はオプトカプラーアイソレーター①を駆動し、次にリレー②を駆動して定期的にオンにします。
2. リレー②が定期的にONになり、整流器ブリッジ③にAC信号が入ります。
3. AC信号は整流器ブリッジ③を通過してDC信号になり、コンデンサ④に入ります。コンデンサ④はDC信号のエネルギーを蓄えます。
4. PWM2はオプトカプラーアイソレーター⑤を駆動し、コンデンサ④に蓄えられたエネルギーを利用して抵抗⑥を介して電圧信号に変換し、MOSチューブ法律を駆動します。
5. MOSチューブ法律が定期的にオンになり、手順は①〜③と同じで、最後にコンデンサ⑩がエネルギーを蓄えます。
6. コンデンサ⑩は外部リレーを駆動します。
   1. シミュレーションと分析

1. 変圧器の動作原理

 

 

上に示すように：

u1-電源電圧; i1-一次コイル作動電流; r1-一次コイル内部抵抗; e1-一次コイル逆起電力;

N1-一次コイルターン; L1-一次コイルインダクタンス。

u2-出力電圧; i2-出力電流; r2-二次コイル内部抵抗; e2-二次コイル誘導起電力; N2-二次ライン

巻数; L2-二次コイルの起電力。

         Φ-磁束、I-一次コイルの総電流、R-二次コイルの負荷。

         その作業プロセスは次のとおりです。

 

         1：一次コイルに電力U1を追加します。

         2：U1は増加する電流i1を生成します。

         3：徐々に増加するi1によって生成される磁束F。

         4：変化する磁束Fは、2次コイルに誘導電圧U2を生成します。

         5：U2は誘導電流i2を生成し、i2はFに重ね合わされた磁束を生成します。

         6：新しく追加された磁束が一次コイルに電流を誘導します。

1. 変圧器の動作周波数の問題

         上記の作業プロセスによれば、変圧器が正常に動作したい場合、一次コイルは変化する電流を生成する必要があります。はじめに

レベルコイルは、古典的なRL充電および放電プロセスです。

         このプロセスでは、次のようになります。τ= L / R

回路充電、i = Io [1-e ^（-t /τ）]、Ioは最終的な安定電流です。
回路は放電されます、i = Io×e ^（-t /τ）]、Ioは短絡前のLの電流です。

一次コイルの場合、Io = U / R、Uは電源電圧、Rはコイルの内部抵抗であるため、充電時間と放電時間tを計算できます。

トランスの場合、動作周波数は1 / t未満である必要があります。そうでない場合、トランスはDCモードで動作し、その効果を失います。

 

         シミュレーション回路を構築します、U = 100V、L = 10H、R = 100R、t = L / R = 0.1、最終電流Io = 1A、電流= 0.5A

次にあります：

0.5 = 1 [1-e ^（-t / 0.1）]

t = 0.06931s      

1. トランスの動作電流の問題

         上記の変圧器の場合、N1 = N2、L1 = L2と仮定し、飽和の問題を考慮しない場合、等価回路は次のようになります。

 

        二次コイルの右側では、電源を入れたばかりのときはe2 = u1です。φの変化率が遅くなると、e2は徐々に減少します。

i2max = U1 /（r1 + r2 + R）

         一次コイルI = i1 + i2の場合、プロセスは次のとおりです。

1. 電源を入れたばかりのLは、開回路と同等、I1 = 0、I = i2
2. 現在の変更では、i2が減少し、i1が増加し、I = i1 + i2
3. DC、Lが短絡に相当する場合、i1が最大、i2 = 0、I = i1 = U / R1

 

 

 

        

上記のシミュレーションでは、r1 = r2 = R = 115、N1 = N2、L = 3.8Hに設定し、初期状態は次のとおりです。

I = i2 = 24 /（115 + 115 + 115）= 0.069A

         次に、i2は徐々に減少し、i1は徐々に増加し、i1は上記の充電式で計算できます。または、2次コイルが切断されます。

i2 = 0シミュレーションの場合、このプロセスは以下を満たします。

I = i1 + i2

         最大値がDCに達すると、u2は0、i2 = 0になり、

I = i1 = 24/115 = 0.208A

1. トランスの性能特性1

変圧器の磁気漏れなどの問題を無視する：

Φ= U /（4.44fN）

         磁束は周波数fと巻数Nに反比例することがわかります。周波数が高いほど、磁束が少なくなり、磁束が少なくなり、出力電力が少なくなります。

低周波変圧器の高周波信号の出力電力が不十分であるという問題。

1. トランスの性能特性2

変圧器はコイルの充放電状態で動作するため、充放電時間が長くなるほど電流が大きくなり（上記の式を参照）、周波数が低くなります。

高周波変圧器の信号（一般にインダクタンスLは小さい）は、過電流になりやすく、さらには焼損する傾向があります。

1. トランスの性能特性3

変圧器の二次コイルの場合：

i2 = U /（r1 + r2 + R）

         コイルの内部抵抗が大きいほど変圧器の負荷容量に直接影響し、内部抵抗が大きすぎると変圧器が熱を発生するため、一般的に内部抵抗は小さいことがわかります。