現在、ほとんどの電子システムは、ホットスワップ機能（いわゆるホットスワップ）をサポートする必要があります。つまり、システムが正常に動作している場合、システムのユニットは電源に接続され、プラグが抜かれ、システムに影響を与えません。
システムのホットプラグには2つの主な影響があります。1つ目は、ホットプラグ中に、コネクタの機械的接点が接触の瞬間に跳ね返り、次の図に示すように電源が振動
することです。この振動プロセスにより、システムの電源が落ちます。 、ビットエラーの原因、またはシステムの再起動により、コネクタが発火して火災が発生する場合があります。
解決策は、コネクタの電源投入時間を遅らせることです。コネクタのジッター（t1からt2）の数十ミリ秒以内にコネクタの電源を入れないでください（t2の後で）挿入が安定するまで待ってから、電源投入、つまりジッター防止遅延を行います。 。
第2に、ホットスワップすると、システムの大容量エネルギー蓄積コンデンサの充電効果により、大きな突入電流がシステムに発生します。コンデンサが充電されると、電流が指数関数的に減少することを誰もが知っています（左下）。充電開始時の突入電流は非常に大きいです。
このサージ電流は、デバイスの電源のヒューズを焼く可能性があるため、右上の図に示すように、サージ電流をホットスワップ中に制御して、理想的なトレンドに従って変化させる必要があります。図の0〜t1は、電源のスロースタート時間です。
要約すると、スロースタート回路の主な機能は、2つの機能を実現することです：
1）アンチジッター遅延パワーオン;
2）入力電流の立ち上がりスロープと振幅を制御します。
スロースタート回路には、電圧スロープ型と電流スロープ型の2種類があります。
電圧スロープ型スロースタート回路はシンプルな構造ですが、出力電流の変化は負荷インピーダンスの影響を大きく受けますが、電流スロープ型スロースタート回路の出力電流変化は負荷の影響を受けませんが、回路構成は複雑です。
以下は、電圧型スロースタート回路に焦点を当てています。
通常、MOSチューブはスロースタート回路を設計するための設計に使用されます。MOSチューブは、低オン抵抗Rdsと単純な駆動という特性を備えており、少数のコンポーネントを追加してスロースタート回路を形成できます。通常、PMOSは正の電源に使用され、NMOSは負の電源に使用されます。
下の図は、NMOSで構築された-48V電源のスロースタート回路です。スロースタート回路の動作原理を分析してみましょう。
1）D1は、入力電圧が大きくなりすぎて後続の回路が損傷するのを防ぐためのクランプダイオードです
。2）R2およびC1の役割は、ジッター防止遅延機能を実現することです。実際のアプリケーションでは、R2は一般に20Kオームを選択し、C1は約4.7uFを選択します;
効果3） .R1は、高速吐出チャンネルC1、R1はD3、実用よりも大きい分割電圧値に必要な電圧値を提供することであり、R1は、一般10K程度から選択される;
4）.R3及びC2電力制御のため電流の上昇勾配。実際のアプリケーションでは、R3は一般に約200Kオーム、C2は10 nF〜100nFです
。5）R4およびR5の役割は、R4、R5ltを必要とするMOSチューブの自励発振を防ぐことです。値は通常10〜50オーム、R5は通常2Kオームです
。6）クランプダイオードD3の役割は、MOSトランジスタQ1のゲート-ソースを高電圧破壊から保護することです。D2の役割は、接続後、R2とC1で構成されるジッター防止遅延回路とR3とC2で構成されるパワーアップスロープ制御回路は、MOSゲート充電プロセスがC1の影響を受けないように分離されます。
この回路のスロースタートの原理を分析してみましょう
。MOSトランジスタQ1のゲートとソース間の寄生容量がCgs、ゲートとドレイン間の寄生容量がCgd、ドレインとソース間の寄生容量がCds、ゲートであるとします。 -コンデンサC2（C2gt;> Cgd）はドレインの外側に並列に接続されているため、合計のゲート-ドレイン容量C'gd = C2 +Cgd。Cgdの容量はC2に比べてほとんど無視できるため、C'gd ≈C2、MOSチューブのゲートのターンオン電圧はVthです。通常の動作中、MOSチューブのゲートのソース電圧はVw（この電圧は電圧レギュレータD3のクランプ電圧に等しい）であり、コンデンサC1を充電する時定数はt =（R1 // R2 // R3）C1。R3は通常、R1およびR2よりはるかに大きいため、t≈（R1 // R2）C1。
以下は、上記の電圧スロースタート回路の動作原理を3つの段階で分析します。
最初の段階：-48V電力がC1の充電に使用され、充電式は次のとおりです。
Uc = 48 R1 /（R1 + R2）[1-exp（-T / t）]ここで、TはコンデンサC1の電圧がUcに上昇する時間であり、時定数t =（R1 // R2）C1です。したがって、電源投入からMOSチューブのターンオンまでに必要な時間は次のとおりです。Tth = -t ln [1-（Uc *（R1 + R2）/（48 R1））]
2番目のステージ：MOSチューブがオンになった後、ドレイン電流増加し始め、その変化率はMOSチューブのトランスコンダクタンスの変化率とゲート-ソース間電圧に比例します。特定の関係は次のとおりです。dIdrain/ dt = gfm dVgs / dt、ここでgfmはMOSチューブのトランスコンダクタンスであり、これは固定値Idrainです。ドレイン電流は、VgsがMOS管のゲート・ソース間電圧であり、この間、ゲート・ソース間電圧は常にドレイン・ソース電流を制御しており、MOS管は電圧制御デバイスとしてまとめられています。
3番目のステージ：ドレイン-ソース電流Idrainが最大負荷電流に達すると、ドレイン-ソース電圧も飽和に達し、同時にゲート-ソース電圧がプラトー期間に入り、電圧振幅がVpltに設定されます。この期間中、ドレイン-ソース電流Idsは一定のままであるため、ゲート-ソース電圧Vplt = Vth +（Ids / gfm）と同時に、固定されたゲート-ソース電圧によりゲート電流がすべてフィードバックコンデンサC'gdを通過するため、ゲート電流はIg =（Vw-Vplt）/（R3 + R5）、R5はR3に比べて無視できるため、Ig≈（Vw-Vplt）/ R3。ゲート電流がIg≈Icgdであるため、Icgd = Cgd dVgd / dt。この間、ゲート・ソース間電圧は一定であるため、ゲート・ソース間電圧とドレイン・ソース間電圧の変化率は等しくなります。したがって：dVds / dt = dVgd / dt =（Vw-Vplt）/（R3 C2）。
この式から、ドレイン-ソース電圧の変化の傾きは R3 C2の値に関連していることがわかります。R3が制御されている限り、負荷が一定のシステムの場合C2の値は、ホットスワップサージ電流の上昇勾配を制御できます。
スロースタート段階での、ゲート-ソース間電圧Vgs、ドレイン-ソース間電圧Vds、およびドレイン-ソース間電流Idsの変化の概略図を以下に示します。
0〜t1ステージでは、ショットキーダイオードD2はオンになっていないため、Vgsは0に等しくなります。この間、-48V電源は、R3およびR5を介してC2を充電し、C2の電圧がD2のオン電圧に上昇すると、MOSチューブMOSFETのゲート電圧が上昇し始め、ゲート・ソース間電圧がMOS管のターンオン電圧Vthまで上昇すると、MOS管がオンし、ドレイン・ソース間電流Idsが増加し始め、MOS管のゲート・ソース間電圧がプラットフォーム電圧Vpltまで上昇するとドレイン-ソース電流Idsも最大に達します。このとき、ドレイン-ソース電圧Vdsは飽和状態になり、低下し始めます。プラットフォーム電圧Vpltの終わりに、MOSチューブが完全にオンになり、ドレイン-ソース電圧が最小に下がり、MOSチューブのオン抵抗Rdsが最小になります。
