Projeto de circuito analógico: um guia tutorial para aplicativos e soluções
primeiro gerenciamento de energia
Seção 1 Tutorial de gerenciamento de energia
Capacitores de entrada de cerâmica podem causar transientes de sobretensão 1
Para filtragem de entrada, os capacitores de cerâmica são uma boa escolha. Eles têm altas taxas de corrente de ondulação e baixa resistência em série equivalente e indutância em série equivalente. Além disso, os capacitores de cerâmica são menos sensíveis à sobretensão e podem ser usados sem reduzir a tensão de operação. No entanto, o projetista deve estar ciente de possíveis condições de sobretensão quando a tensão de entrada for aplicada repentinamente. Um circuito de filtro de entrada típico com capacitores de cerâmica pode produzir transientes de tensão duas vezes maiores que a tensão de entrada após a aplicação de um degrau de tensão de entrada. Este artigo descreve como usar efetivamente capacitores de cerâmica para filtragem de entrada e como evitar possíveis problemas devido a transientes de tensão de entrada.
Esta passagem mostra que
os capacitores cerâmicos são uma boa escolha para filtragem de entrada e explica suas vantagens e considerações.Os capacitores de cerâmica têm altas taxas de corrente de ondulação e baixa resistência em série equivalente e indutância em série equivalente, tornando-os ideais para filtragem de entrada. Além disso, os capacitores de cerâmica são menos sensíveis à sobretensão e podem ser usados sem reduzir a tensão de operação. No entanto, o projetista deve estar ciente de possíveis condições de sobretensão quando a tensão de entrada for aplicada repentinamente. Os circuitos típicos de filtro de entrada de capacitor cerâmico podem produzir transientes de tensão duas vezes maiores que a tensão de entrada após a aplicação de um degrau de tensão de entrada.
Este artigo descreve como usar efetivamente capacitores de cerâmica para filtragem de entrada e fornece métodos e recomendações para evitar possíveis problemas devido a transientes de tensão de entrada.
Reduzindo o Resíduo do Regulador de Chaveamento na Saída do Regulador Linear 2
Um regulador linear é freqüentemente usado para pós-regular a saída de um regulador de comutação. Os benefícios incluem maior estabilidade, precisão, resposta transiente e impedância de saída reduzida. Idealmente, esses ganhos de desempenho devem ser acompanhados por oscilações e picos significativamente reduzidos produzidos por reguladores de comutação. Praticamente todos os reguladores lineares têm alguma dificuldade em lidar com ondulações e picos, especialmente quando a frequência aumenta. Este artigo explica por que os reguladores lineares são limitados dinamicamente e apresenta técnicas em nível de placa para melhorar a rejeição de oscilação e pico. O artigo também apresenta um simulador de ripple/spike baseado em hardware que pode realizar rapidamente testes de placa sob diferentes condições. Três apêndices revisam as práticas de sondagem para grânulos de ferrite, filtros indutores e banda larga, sinais de submilivolt.
Esta passagem descreve
como reduzir o resíduo do regulador de comutação na saída do regulador linear.Um regulador linear é freqüentemente usado para pós-regular a saída de um regulador de comutação. Ele traz vários benefícios, incluindo maior estabilidade, precisão, resposta transiente e menor impedância de saída. Idealmente, esses ganhos de desempenho devem ser acompanhados por oscilações e picos significativamente reduzidos dos reguladores de comutação. Na prática, no entanto, todos os reguladores lineares têm alguma dificuldade em lidar com ondulações e picos, especialmente quando a frequência aumenta.
Este artigo explica por que os reguladores lineares são limitados dinamicamente e sugere algumas técnicas em nível de placa para melhorar a rejeição de oscilação e pico. Um simulador de ripple/spike baseado em hardware também é apresentado para permitir o teste rápido da placa sob várias condições. Além disso, três apêndices analisam grânulos de ferrite, filtros baseados em indutores e práticas de sondagem para sinais de submilivolt de banda larga.
Condicionamento de energia para notebooks e sistemas portáteis 3
Notebooks e sistemas portáteis precisam gerar múltiplas voltagens a partir das baterias. Soluções concorrentes exigem tamanho pequeno, alta eficiência e baixo peso. Este artigo descreve circuitos para comutação de 5V e 3,3V de alta eficiência e reguladores lineares, drivers de display de luz de fundo e carregadores de bateria. Todos os circuitos são especialmente projetados de acordo com os requisitos acima.
Sensoriamento remoto virtual de dois fios para reguladores de tensão 4
Fios e conectores têm resistência. Este fato simples, mas inevitável, determina que a tensão de carga remota da fonte de alimentação será menor que a tensão de saída da fonte de alimentação. A abordagem tradicional é eliminar o efeito da queda de tensão usando sensoriamento remoto de "quatro fios". A entrada de detecção de alta impedância da fonte de alimentação recebe sinais de linhas de detecção separadas e dependentes da carga. Esse esquema funciona bem, mas requer linhas de detecção dedicadas, o que é uma desvantagem significativa em muitas aplicações. Uma nova abordagem utiliza técnicas de modulação de portadora para eliminar a linha de detecção enquanto mantém a regulação de carga.
1. Capacitores de entrada de cerâmica podem causar transientes de sobretensão.
Uma das tendências recentes no design de dispositivos portáteis é o uso de capacitores cerâmicos para filtrar a entrada de conversores CC/CC. Os capacitores de cerâmica são frequentemente escolhidos por seu tamanho pequeno, baixa resistência em série equivalente (ESR) e alta capacidade de corrente rms. Além disso, os designers recentemente se voltaram para capacitores de cerâmica devido à escassez de capacitores de tântalo.
No entanto, usar capacitores de cerâmica para filtragem de entrada pode causar problemas. A aplicação de um salto de tensão ao capacitor de cerâmica causa um grande surto de corrente, armazenando energia na indutância do cabo de alimentação. Quando esta energia armazenada é transferida do indutor para o capacitor cerâmico, grandes picos de tensão são gerados. Esses picos de tensão são facilmente o dobro do salto de tensão de entrada.
(1) Insira o adaptador de parede por sua conta e risco
Problemas transitórios de tensão de entrada estão relacionados ao sequenciamento de inicialização. Conectar o adaptador de parede a uma tomada CA e ligá-lo primeiro e, em seguida, conectar a saída do adaptador de parede a um dispositivo portátil pode causar transientes de tensão de entrada que podem danificar o conversor CC/CC dentro do dispositivo.
(2) Construa um circuito de teste
Para ilustrar, conecte um adaptador de parede típico de 24 V para aplicativos de laptop à entrada de um conversor CC/CC típico de laptop. O conversor DC/DC usado é um conversor buck síncrono que produz uma saída de 3,3 V a partir de uma entrada de 24 V.
Um diagrama de blocos da configuração de teste é mostrado na Figura 1.1. LOUT representa a indutância equivalente da indutância do condutor e do indutor do filtro EMI de saída em alguns adaptadores de parede. A capacitância de saída de um adaptador de parede é tipicamente da ordem de 1000 uF; para nossos propósitos, podemos supor que ele tenha ESR baixo (na faixa de 10mΩ a 30mΩ). O circuito equivalente do adaptador de parede e da interface do conversor DC/DC é na verdade um circuito ressonante em série, os componentes principais são LOUT, CIN e ESR equivalente (o ESR equivalente deve incluir o ESR de CIN, a resistência do condutor e a resistência de LOUT) .
O capacitor de entrada CIN deve ser um dispositivo ESR baixo capaz de suportar a corrente de ondulação de entrada. Em uma aplicação típica de laptop, esse capacitor normalmente estaria na faixa de 10 uF a 100 uF. O valor exato do capacitor depende de vários fatores, mas o principal requisito é que ele seja capaz de lidar com a corrente de ondulação de entrada produzida pelo conversor DC/DC. A corrente de ondulação de entrada está tipicamente na faixa de 1A a 2A. Portanto, os capacitores necessários podem ser um capacitor cerâmico de 10 uF a 22 uF, dois a três capacitores de tântalo de 22 uF ou um a dois capacitores OS-CON de 22 uF.
(3) Ligue o interruptor
O caos começa quando a chave SW1 na Figura 1.1 é aberta. Como o adaptador de parede já está conectado, há 24 V em seu capacitor de saída de baixa impedância. Por outro lado, o potencial do capacitor de entrada CIN é 0V.
O que acontece a partir de t = 0s é bastante básico. Uma tensão de entrada aplicada fará com que a corrente flua através de LOUT. O CIN começará a carregar e a tensão no CIN aumentará gradualmente até a tensão de entrada de 24V. Quando a tensão em CIN atingir a tensão de saída do adaptador de parede, a energia armazenada em LOUT aumentará ainda mais a tensão em CIN além de 24 V. A tensão no CIN acabará atingindo o pico e, em seguida, cairá para 24V. A tensão no CIN pode oscilar em torno do valor de 24V por um tempo. As formas de onda reais dependerão dos componentes do circuito.
Se você planeja executar uma simulação desse circuito, lembre-se de que os elementos reais do circuito raramente são lineares sob condições transitórias. Por exemplo, o valor da capacitância de um capacitor pode mudar (os capacitores de cerâmica Y5V perdem 80% de sua capacitância inicial na tensão nominal de entrada). Além disso, o ESR do capacitor de entrada dependerá do tempo de subida da forma de onda. A indutância do indutor de supressão EMI também pode cair durante os transientes devido à saturação do material magnético.
(4) Testar aplicativos portáteis
A Figura 1.2 mostra o transiente de tensão de entrada para valores CIN e LOUT típicos usados em um aplicativo de computador notebook. A Figura 1.2 mostra os transientes de tensão de entrada para valores CIN de 10 uF e 22 uF e valores LOUT de 1 uH e 10 uH.
A forma de onda superior mostra o pior caso transitório, usando um capacitor de 10 uF e um indutor de 1 uH. A tensão de pico no CIN atinge 57,2 V e a entrada é de 24 V CC. O conversor DC/DC pode não sobreviver a múltiplas exposições a 57,2 V. As formas de onda de 10 uF e 10 uH (traço R2) parecem um pouco melhores. O pico ainda está em torno de 50V. A porção plana após o pico da forma de onda R2 mostra que o MOSFET síncrono M1 dentro do conversor DC/DC na Figura 1.1 está em avalanche e experimentando picos de energia. O valor de pico dos traços R3 e R4 é de cerca de 41V, o que corresponde ao capacitor de 22 uF e ao indutor de 1 uH e ao indutor de 10 uH, respectivamente.
(5) Transientes de tensão de entrada de diferentes elementos de entrada
Diferentes tipos de capacitores de entrada produzirão diferentes formas de onda de tensão transitória, conforme mostrado na Figura 1.3. O traço superior (R1) mostra uma forma de onda de referência com um capacitor de 22 uF e um indutor de 1 uH, com
pico de 40,8 V.
A forma de onda R2 na Figura 1.3 mostra o que acontece quando um supressor de tensão transiente é adicionado à entrada. Os transientes de tensão de entrada são limitados, mas não eliminados. É difícil definir a tensão de ruptura para transientes de tensão baixa o suficiente para proteger o conversor DC/DC e longe do nível operacional DC da fonte de entrada (24 V). O supressor de tensão transiente P6KE30A usado estava muito próximo para iniciar a condução em 24V.
Infelizmente, usar um supressor de tensão transiente com uma classificação de tensão mais alta não fornecerá uma tensão de fixação baixa o suficiente.
As formas de onda R3 e R4 usam capacitores de tântalo do tipo AVX TPS de 22 uF e 35 V e capacitores Sanyo OS-CON de 22 uF e 30 V, respectivamente. Com esses dois capacitores, a tensão transitória foi reduzida a um nível administrável.
No entanto, esses capacitores são maiores que os capacitores de cerâmica e requerem vários capacitores para atender aos requisitos de corrente de ondulação de entrada.
(6) Otimize o capacitor de entrada
As formas de onda na Figura 1.3 mostram o efeito do tipo de capacitor de entrada no transiente de entrada.
A otimização do capacitor de entrada requer um entendimento claro do que acontece durante o transiente. Assim como um circuito RLC ressonante normal, o circuito da Figura 1.1 pode ter uma resposta transitória subamortecida, criticamente amortecida ou superamortecida.
Como o objetivo é minimizar o tamanho do circuito do filtro de entrada, o circuito resultante geralmente é um circuito ressonante subamortecido. No entanto, um circuito com amortecimento crítico é realmente necessário. Um circuito com amortecimento crítico aumentará bem até a tensão de entrada, sem excesso de tensão ou oscilação.
Para miniaturizar o projeto do filtro de entrada, os capacitores de cerâmica são idealmente usados por causa de sua alta classificação de corrente de ondulação e baixa resistência em série equivalente (ESR). No início do projeto, o valor mínimo do capacitor de entrada precisa ser determinado primeiro. Neste exemplo, foi determinado que um capacitor cerâmico de 22uF, 35V deve ser suficiente. O transiente de entrada resultante usando esse capacitor é mostrado no traço superior da Figura 1.4. Obviamente, se você usar componentes com classificação de 30 V, haverá problemas.
Para melhores características transitórias, o circuito de entrada deve ser amortecido. A forma de onda R2 mostra o que acontece quando um capacitor cerâmico de 22 uF é adicionado em série com um resistor de 0,5 W. O transiente de tensão de entrada agora está bem estabelecido em 30V.
O amortecimento crítico também pode ser alcançado pela adição de um capacitor com uma alta resistência em série equivalente (cerca de 0,5 W). A forma de onda R3 mostra a resposta transitória quando um capacitor de tântalo do tipo AVX TPS de 22uF e 35V é colocado em paralelo na entrada.
Para comparação, a forma de onda R4 mostra o transiente de tensão de entrada usando um supressor de tensão transiente de 30 V.
Finalmente, o traço inferior (Ch1) da Figura 1.4 mostra a forma de onda ideal. Descobriu-se que esta também era a solução mais econômica. O circuito usa um capacitor eletrolítico de alumínio Sanyo de 47 uF, 35V, modelo 35CV47AXA. Este capacitor tem apenas o valor certo e resistência em série equivalente para fornecer amortecimento crítico com o capacitor de cerâmica de 22 uF e 1 uH de indutância de entrada. O 35CV47AXA tem um valor equivalente de resistência em série de 0,44 W e uma classificação de corrente RMS de 230 mA. Obviamente, em uma aplicação com corrente de ondulação de 1A a 2A RMS, o uso deste capacitor sozinho não é viável e é necessário um capacitor cerâmico adicional de 22 mF. Outro bônus é que este capacitor é muito pequeno, medindo apenas 6,3 mm x 6 mm.
(7. Conclusão
Os transientes de tensão de entrada são um problema de projeto que não deve ser ignorado. Soluções de projeto para proteção contra transientes de tensão de entrada podem ser muito simples e eficazes. Se a solução for aplicada corretamente, o capacitor de entrada pode ser minimizado enquanto reduz custo e tamanho sem sacrificar o desempenho.
2. Reduza os picos residuais do regulador de comutação na saída do regulador linear - livre-se desses picos desagradáveis
(1. Introdução
Um regulador linear é normalmente usado para pós-regular a saída de um regulador de comutação. Os benefícios incluem maior estabilidade, precisão, resposta transiente e impedância de saída reduzida. Idealmente, esses ganhos de desempenho devem ser acompanhados por oscilações e picos significativamente reduzidos dos reguladores de comutação. Na prática, no entanto, todos os reguladores lineares sofrem de alguns problemas de oscilação e pico, especialmente em frequências mais altas. Este efeito é ampliado em pequenas diferenças de tensão de entrada do regulador (VIN para VOUT), o que é lamentável porque a pequena diferença necessária para manter a eficiência é desejável. A Figura 2.1 mostra um regulador linear conceitual e seus componentes associados, acionando uma saída de um regulador de comutação.
O objetivo do capacitor do filtro de entrada é suavizar ondulações e picos antes que eles cheguem ao regulador.
O capacitor de saída mantém baixa impedância de saída em altas frequências, melhora a resposta transiente de carga e fornece compensação de frequência para alguns reguladores.
Os objetivos adicionais incluem redução de ruído e minimização de artefatos residuais relacionados à entrada que aparecem na saída do regulador. Esta última classe de problemas - artefatos residuais relacionados à entrada - é nossa preocupação. Mesmo componentes de alta frequência de pequena amplitude podem causar problemas em vídeo sensível a ruído, comunicações e outros tipos de circuitos. Muitos capacitores e remédios para dor de cabeça foram gastos tentando se livrar desses sinais indesejados e dos efeitos que eles criam. Embora sejam teimosos e às vezes pareçam resistentes a qualquer tratamento, entender sua origem e natureza é a chave para controlá-los.
(2) Conteúdo de saída CA do regulador de comutação
A Figura 2.2 detalha o conteúdo da saída dinâmica (CA) de um regulador de comutação. Consiste em ondulação de frequência relativamente baixa, normalmente na faixa de frequência do relógio do regulador de comutação, normalmente de 100 kHz a 3 MHz, e "picos" de frequência muito alta associados aos tempos de transição dos interruptores de energia. A entrega de energia pulsada do regulador de comutação cria ondulação. Os capacitores de filtro suavizam a saída, mas não removem completamente a ondulação. Esses picos geralmente têm conteúdo harmônico próximo a 100MHz e são causados por componentes de energia de alta energia e comutação rápida dentro do regulador de comutação. O objetivo dos capacitores de filtro é reduzir esses picos, mas na prática eles não podem ser completamente eliminados. Reduzir a taxa de repetição e o tempo de transição do regulador pode reduzir bastante a magnitude da ondulação e dos picos, mas o tamanho do magnetismo aumenta e a eficiência diminui. Da mesma forma, clocks rápidos e comutação rápida tornam o magnetismo pequeno e eficiente, mas também causam ondulações e picos de alta frequência nos reguladores lineares.
(3) Supressão de picos e ondulações
Os reguladores são melhores em rejeitar ondulações do que picos de banda larga. A Figura 2.3 mostra o desempenho de rejeição do regulador linear de baixa queda LT1763. Há uma atenuação de 40dB em 100kHz e cerca de 25dB de atenuação em 1MHz. Os picos de largura de banda mais largos passam diretamente pelo regulador. O objetivo do capacitor do filtro de saída é absorver picos, mas também possui limitações de desempenho de alta frequência. A resposta imperfeita do regulador e do capacitor do filtro, devido a parasitas de alta frequência, é simplificada demais na Figura 2.1. A Figura 2.4 reformula a Figura 2.1 e inclui termos parasitas, bem como alguns novos componentes.
A figura considera o caminho de regulação, com foco em parasitas de alta frequência. Identificar esses parasitas é importante porque eles propagam ondulações e picos na saída nominalmente regulada. Além disso, o conhecimento dos elementos parasitas pode fornecer estratégias de medição que podem ajudar a reduzir o conteúdo de saída de alta frequência. Um regulador de tensão inclui caminhos parasitas de alta frequência, principalmente através de seu transistor de passagem e capacitância em seus amplificadores de referência e regulação. Esses termos, combinados com a largura de banda de ganho limitada do regulador, limitam a rejeição de alta frequência. Os capacitores de filtro de entrada e saída incluem indutância e resistência parasitas, que se tornam menos eficazes à medida que a frequência aumenta. A capacitância de layout parasita fornece caminhos de transmissão não ideais adicionais. As diferenças de potencial de aterramento adicionam erros adicionais devido à resistência e indutância do caminho de aterramento e também complicam as medições. Alguns novos componentes normalmente não associados a reguladores lineares também apareceram. Esses componentes incluem grânulos de ferrite ou indutores nas linhas de entrada e saída do regulador. Esses componentes têm seus próprios caminhos parasitas de alta frequência, mas podem melhorar significativamente a rejeição geral de alta frequência do regulador, conforme discutido abaixo.
(4) Simulador de Ripple/Spike
Para entender o problema, é preciso observar a resposta do regulador a ripple e picos sob várias condições. É desejável poder variar os parâmetros de ripple e spike independentemente, incluindo frequência, conteúdo harmônico, amplitude, duração e nível DC. Este é um recurso muito flexível que permite otimização em tempo real e análise de sensibilidade para várias variações de circuito.
Embora não haja substituto para a observação do desempenho de um regulador linear em condições reais de acionamento do regulador de comutação, um simulador de hardware pode reduzir as surpresas. A Figura 2.5 fornece esse recurso. Ele usa um gerador de função comercial e dois caminhos de sinal paralelos para formar o circuito. DC e ripple viajam por um caminho relativamente lento, enquanto picos de banda larga são processados por um caminho rápido. Esses dois caminhos se combinam na entrada do regulador linear. A saída de rampa configurável do gerador de função (traço A da Figura 2.6) alimenta o caminho DC/ondulação que consiste no amplificador de potência A1 e componentes associados. A1 recebe a entrada de rampa e as informações de polarização CC e aciona o regulador de tensão em teste. L1 e o resistor de 1W permitem que A1 acione o regulador na frequência de ondulação sem instabilidade. O caminho do pico de banda larga foi obtido da saída de "sincronização" pulsada do gerador de função (traço B). As bordas desta saída são diferenciadas (traço C) e alimentadas aos comparadores bipolares C1-C2. As saídas dos comparadores (traços D e E) são picos sincronizados com os joelhos da rampa. A largura do pico é controlada por um potencial limite CC complementar aplicado entre C1 e C2 (através do potenciômetro de 1k e A2). Os inversores de diodo gated e lógica paralela apresentam traço F para controle de amplitude de pico. O seguidor Q1 adiciona o pico ao caminho DC/ondulação de A1, formando a entrada para o regulador linear (traço G).
(5) Avaliação/otimização da rejeição de alta frequência de reguladores lineares
O circuito acima facilita a avaliação e otimização da rejeição de alta frequência do regulador linear. A foto abaixo mostra os resultados sob uma condição típica, mas as características de polarização DC, ondulação e pico podem ser alteradas conforme necessário para atender aos parâmetros de teste necessários. A Figura 2.7 mostra a resposta do regulador LT1763 de 3 V na Figura 2.5 para uma entrada de 3,3 V CC com o conteúdo de ondulação/pico do traço A, CIN = 1mF e COUT = 10mF. A saída do regulador (traço B) mostra a ondulação suprimida por um fator de 20. A saída é menos pontiaguda e seu conteúdo harmônico permanece alto. O regulador não tem supressão nos horários de pico de subida. Capacitores devem realizar esta tarefa. Infelizmente, o capacitor é limitado pelo termo inerente de perda de alta frequência que filtra completamente os picos de banda larga; os picos restantes no traço B não têm redução de tempo de subida. Não há nenhum benefício em aumentar o valor do limite nesses tempos de subida. A Figura 2.8 (mesma atribuição de traço da Figura 2.7) mostra uma redução de 5x na ondulação em COUT = 33mF, mas muito pouca redução na amplitude de pico.
Figura 2.8 · Mesma atribuição de traço da Figura 2.7, mas COUT aumentou para 33uF. A ondulação de saída é reduzida por um fator de 5, mas os picos ainda estão lá. O tempo de subida de pico não parece ter mudado.
Figura 2.9. Figura 2.8 Expansão de tempo e amplitude do traço de saída, permitindo estudos de maior resolução das propriedades do pico. Nesta e nas imagens seguintes, a área central da tela é destacada para melhorar a nitidez da foto.
A Figura 2.9 é a extensão de tempo e amplitude do traço B da Figura 2.8, permitindo um estudo de alta resolução das propriedades do pico para a avaliação e otimização seguintes. A Figura 2.10 mostra os resultados surpreendentes ao colocar o cordão de ferrita imediatamente antes do CIN2. A amplitude do pico diminuiu cerca de 5 vezes. Os grânulos criam perdas em altas frequências, limitando severamente a passagem de pontas. DC e baixas frequências são passadas para o regulador sem atenuação. Colocar uma segunda conta de ferrita antes de COUT produz o traço da Figura 2.11. A natureza com perdas de alta frequência dos grânulos reduz ainda mais a amplitude de pico para menos de 1 mV sem introduzir resistência CC no caminho de saída do regulador.
A Figura 2.12 é uma versão de maior ganho da figura anterior, medindo uma amplitude de pico de 900mV, quase 20 vezes menor do que sem o cordão de ferrite. Verifique se os resultados indicados não são perturbados por componentes de modo comum ou loops de terra aterrando a entrada do osciloscópio próximo ao ponto de medição. Idealmente, nenhum sinal deve aparecer. A Figura 2.13 mostra que quase nenhum sinal está presente, sugerindo que a exibição na Figura 2.12 é verdadeira.
Figura 2.10 Adicionar um cordão de ferrite na entrada do regulador aumenta as perdas de alta frequência, reduzindo significativamente os picos.
Figura 2.11 Uma conta de ferrite na saída do regulador reduz ainda mais a amplitude do pico.
Figura 2.12 Uma versão de maior ganho da figura anterior mede uma amplitude de pico de 900uV, quase 20 vezes menor do que sem o cordão de ferrite. O ruído do instrumento engrossa a linha de base do traço.
Figura 2.13 Aterrar a entrada do osciloscópio perto do ponto de medição verifica os resultados da Figura 2.12 com pouca interferência de modo comum.
Apêndice A
Introdução às contas de ferrite
Os condutores encapsulados em esferas de ferrite têm a propriedade de aumentar a impedância com o aumento da frequência, um efeito ideal para filtragem de ruído de alta frequência em condutores de transmissão de sinal CC e de baixa frequência. Os grânulos de ferrite são essencialmente sem perdas dentro da banda passante do regulador linear. Em frequências mais altas, o material de ferrita interage com o campo magnético do condutor, criando propriedades com perdas. Diferentes materiais e geometrias de ferrite resultam em diferentes fatores de dissipação versus frequência e nível de potência. A Figura A1 mostra isso. A impedância sobe de 0,01 ohms em DC para 50 ohms em 100MHz. O efeito das perdas de ferrite torna-se menos pronunciado com o aumento da corrente DC e polarização constante do campo magnético. Observe que os grânulos podem ser conectados em série no condutor, aumentando sua contribuição de perda proporcionalmente. Uma ampla variedade de materiais de pérolas e configurações físicas estão disponíveis para atender aos requisitos de produtos padrão e personalizados.
Apêndice B
Indutores como filtros de alta frequência
Às vezes, indutores podem ser usados em vez de esferas para filtragem de alta frequência. Normalmente, um valor de 2mH a 10mH é apropriado. As vantagens incluem ampla disponibilidade e melhores resultados em frequências mais baixas, como 100kHz. A Figura B1 mostra as desvantagens, incluindo o aumento da resistência CC do caminho do regulador devido a perdas de cobre, capacitância shunt parasita e suscetibilidade potencial a emissões parasitas do regulador de comutação. As perdas de cobre ocorrem em CC, reduzindo a eficiência; a capacitância shunt parasita permite a passagem de sinais indesejados de alta frequência. A colocação do indutor na placa pode ser tal que campos magnéticos dispersos possam afetar seu enrolamento, transformando-o efetivamente no lado secundário do transformador. Os artefatos resultantes relacionados a picos e ondulações observados podem se mascarar como componentes condutores, degradando o desempenho.
A Figura B2 mostra uma forma de filtro indutivo baseado em traços de PCB. Este comprimento estendido de linha formado por um padrão espiral ou serpentino tem propriedades indutivas em altas frequências. Em alguns casos, eles podem ser surpreendentemente eficazes, embora com muito menos perda por unidade de área do que os grânulos de ferrite.
Figura B1: Alguns parâmetros parasitas de um indutor. A resistência parasitária reduz a tensão e reduz a eficiência. A capacitância desnecessária permite a passagem de sinais de alta frequência. Campos magnéticos parasitas causam correntes indutoras errôneas.
Figura B2: Padrões de placa de circuito impresso espiral e serpentina às vezes são usados como filtros de alta frequência, embora não tão bem quanto esferas de ferrite.
apêndice C
Técnicas de sondagem para submilivolt, integridade de sinal de banda larga
A obtenção de medições confiáveis de submilivolts de banda larga requer atenção a questões críticas antes de fazer qualquer medição. Um layout de placa projetado para baixo ruído é essencial. Considere o fluxo de corrente e a interação da distribuição de energia, fios de aterramento e planos de aterramento. Examine os efeitos da seleção e colocação de componentes. Planeje o gerenciamento de radiação e manuseio de correntes de retorno de carga. Medições significativas só podem ser feitas se o circuito for sólido, o layout da placa for adequado e os componentes apropriados forem usados.
Mesmo a protoboard mais bem preparada não será capaz de fazer seu trabalho se as conexões de sinal apresentarem distorção. As conexões com os circuitos são críticas para a extração precisa de informações. Medições de banda larga de baixo nível requerem cuidado ao rotear sinais para testar instrumentos. Os problemas a serem considerados incluem loops de aterramento entre equipamentos de teste (incluindo fontes de alimentação) e conexões de placa de ensaio, bem como interferência de ruído devido a cabos de teste excessivos ou comprimentos de traço. Minimize o número de conexões com a placa e mantenha os cabos curtos. Os sinais de banda larga de e para a breadboard devem ser roteados em um ambiente coaxial, prestando atenção em como a blindagem coaxial está conectada ao sistema de aterramento. A manutenção rigorosa do ambiente coaxial é especialmente importante para medições confiáveis e é descrita em detalhes aqui.
A Figura C1 mostra uma representação plausível de picos típicos do regulador de comutação medidos em um caminho de sinal coaxial contínuo. O corpo do pico é bastante bem definido e a interferência depois disso é contida. A Figura C2 mostra o mesmo evento, mas usando um fio terra de 3 polegadas para conectar a blindagem coaxial ao plano de aterramento da placa. Ocorrem distorções e oscilações significativas do sinal. As fotos foram tiradas com uma sensibilidade de 0,01V/min. Medições de sensibilidade mais alta requerem correspondentemente mais atenção.
A Figura C3 detalha o uso de um pré-amplificador de ganho de banda larga de 40dB, permitindo a medição de 200mV/min da Figura 2.12 textual. Observe que o caminho do regulador para o osciloscópio é um caminho puramente coaxial, incluindo os capacitores de acoplamento CA. A blindagem do capacitor de acoplamento coaxial é conectada diretamente ao plano de aterramento da placa do regulador e o condutor central do capacitor é conectado à saída do regulador. Não há conexões de medição não coaxiais. A Figura C4 repete a Figura 2.12 do texto, mostrando claramente o pico de saída de 900mV. Na Figura C5, um fio terra de duas polegadas foi intencionalmente introduzido no ponto de medição, violando o ambiente coaxial. O resultado é que a renderização da forma de onda está completamente corrompida. Como teste final para verificar a integridade da medição, é necessário repetir a medição da Figura C4, aterrando a entrada do caminho do sinal (como o condutor central do capacitor de acoplamento coaxial) próximo ao ponto de medição, conforme mostrado na Figura 2.13 do texto. Idealmente, nenhum sinal deve aparecer. Na prática, pode haver alguns pequenos sinais residuais que são aceitáveis devido aos efeitos de modo comum.
Figura C1. Os picos medidos no caminho do sinal coaxial contínuo mostram perturbações e oscilações modestas após o evento principal.
Figura C2. A introdução de 3 conexões de aterramento não coaxiais resulta em distorção significativa do sinal e oscilações após o evento principal.
Figura C3 * Um pré-amplificador de banda larga e baixo ruído permite a observação de picos de submilivolt. A conexão coaxial deve ser mantida para manter a integridade da medição.
Figura C4. O pré-amplificador de baixo ruído e o caminho do sinal coaxial rigidamente reforçado fornecem a representação de 900mVp-p da Figura 2.12. A linha de base em negrito do traço indica o nível de ruído do pré-amplificador.
Figura C5. Uma conexão de aterramento não coaxial de 2 polegadas no ponto de medição destrói completamente a apresentação da forma de onda.
3. Regulação de energia para sistemas de laptop e PDA
introdução
Os sistemas de notebook e PDA precisam desenvolver múltiplas tensões estáveis a partir de uma única bateria. Neste campo, tamanho pequeno, peso leve e alta eficiência são os requisitos para soluções competitivas. Um leve aumento na eficiência pode prolongar a vida útil da bateria e tornar o produto final mais prático sem aumentar o peso. Além disso, a alta eficiência minimiza o dissipador de calor necessário para os componentes de condicionamento de energia, reduzindo ainda mais o peso e o tamanho do sistema.
Os sistemas de bateria incluem NiCd, NiMH, chumbo-ácido, lítio recarregável e baterias alcalinas descartáveis. Ser capaz de alimentar uma variedade de baterias torna o produto final mais atraente, pois as fontes de alimentação podem ser trocadas, aumentando a versatilidade geral do sistema.
A bateria recarregável principal pode ser um dos quatro tipos de bateria secundária, com a capacidade de usar baterias alcalinas para backup ou trabalho de emergência. A maior densidade de energia fornecida pelas baterias alcalinas não recarregáveis permite que o sistema funcione por longos períodos de tempo sem substituição da bateria.
O sistema mostrado aqui apresenta condicionamento de energia com alta eficiência e baixa contagem de peças. Um trade-off é feito entre complexidade e eficiência para maximizar a capacidade de fabricação e minimizar o custo. Todas as fontes de alimentação podem operar em uma ampla faixa de tensão de entrada, permitindo grande flexibilidade na escolha da configuração da bateria.
Driver LT1432 para reguladores Buck de alta eficiência de 5V e 3,3V
O LT1432 é um chip de controle projetado para ser usado com as séries LT1170 ou LT1270 de reguladores de comutação para criar um regulador de comutação muito eficiente de 5 V ou 3,3 V (buck) (Figura 3.1). Esses reguladores possuem chaves NPN saturáveis de baixa perda, normalmente configuradas com o negativo (emissor) aterrado. O LT1432 permite que o interruptor flutue conforme exigido pelo conversor buck enquanto ainda fornece saturação total do interruptor para máxima eficiência.
Muitos outros recursos foram integrados ao LT1432 para aprimorar a operação em aplicações alimentadas por bateria. A limitação de corrente precisa usa apenas 60mV de tensão de detecção, permite feedback de retorno e usa material de chumbo PCB "livre" como resistor de detecção. Um modo de desligamento controlado por lógica consome apenas 15 mA de corrente da bateria para permitir tempos de desligamento extremamente longos. O IC de comutação é alimentado pela saída do regulador para melhorar a eficiência e permitir tensões de entrada tão baixas quanto 6,5V.
O LT1432 possui operação em Modo Burst opcional para alta eficiência em correntes de carga muito leves (0mA a 100mA). No modo de comutação normal, o consumo de energia em espera é de aproximadamente 60mW, limitando a eficiência com cargas leves. No modo Burst, o consumo de energia em espera é reduzido para cerca de 15mW. Neste modo, a ondulação de saída é de 150mVP-P, mas geralmente está dentro dos requisitos das fontes de alimentação de lógica digital. A operação do modo Burst é normalmente usada em um estado de "suspensão", onde o chip de memória IC permanece ligado para reter os dados, mas o restante do sistema é desligado. A corrente de carga neste modo está tipicamente na faixa de 5mA a 100mA. Os modos de operação são controlados pela lógica.
O LT1432 está disponível em montagem em superfície de 8 pinos e pacotes DIP. As famílias LT1170 e LT1270 estão disponíveis em um pacote de montagem em superfície TO-220 de 5 derivações.
descrição do circuito
O circuito mostrado na Figura 3.2 é um conversor buck direto de 5V básico que opera a partir de uma faixa de tensão de entrada de 6,5V a 25V. A chave liga/desliga está localizada entre o pino VSW e o pino GND do LT1271. Sua corrente e ciclo de trabalho são controlados pela tensão entre o pino VC e o pino GND. Essa tensão varia de 1 V a 2 V à medida que a corrente do interruptor aumenta de zero até o fundo de escala. O LT1432 mantém a tensão de saída correta através de um circuito com referência interna e amplificador de erro. A saída do amplificador é deslocada em nível através de um NPN interno de dreno aberto que aciona o pino VC do switcher. Como o pino de realimentação é referenciado a muitos volts em relação ao pino GND, ele não pode ser realimentado para o pino de realimentação do comutador usando a divisão de resistor normal. O pino de realimentação (FB) é simplesmente contornado com um capacitor. Isso faz com que o pino VC do switcher balance alto, com uma capacidade de fonte de corrente de cerca de 200mA. O pino VC do LT1432 então controla o loop recebendo esta corrente. C4 forma o pólo do loop dominante e R1 adiciona um zero. C5 forma um pólo de retorno de frequência mais alta para controlar a ondulação de comutação no pino VC.
D2 e C3 geram a alimentação flutuante de 5V para o comutador, cujo pico detecta a tensão de saída durante o tempo "desligado" do comutador. Esta é uma maneira muito eficiente de alimentar o switcher porque a dissipação de energia não aumenta à medida que a tensão de entrada do regulador aumenta. No entanto, o circuito não é auto-iniciado, então algum método deve ser usado para iniciar o regulador. Isso é realizado por um caminho de corrente interno no LT1432 que permite que a corrente flua da fonte de entrada para o pino V+ durante a inicialização.
Nos reguladores de 5V e 3,3V, D1, L1 e C2 atuam como diodo de proteção normal e filtro de saída para o conversor buck. Esses componentes devem ser cuidadosamente selecionados para manter alta eficiência e ondulação de saída aceitável.
A limitação de corrente é realizada por R2. Para manter a alta eficiência, a tensão induzida é de apenas 60mV. Isso também reduz o valor do resistor de detecção o suficiente para utilizar os traços do PCB como o resistor de detecção. A tensão induzida tem um coeficiente de temperatura positivo para corresponder ao do cobre.
O regulador básico possui três modos diferentes de operação, definidos pelo modo pin drive. A operação normal ocorre quando o pino de modo está aterrado. Um pino de modo flutuante permite a operação do modo Burst de baixa corrente quiescente. Neste modo, a corrente de entrada é tipicamente 1,3mA e a tensão de ondulação de saída é 100mVP-P. Puxar o pino de modo acima de 2,5 V coloca todo o regulador em um estado de desligamento de microenergia em que o consumo de energia típico é inferior a 20 mA.
Quais são os benefícios de usar interruptores ativos (síncronos) em vez de diodos de proteção? É uma abordagem moderna, mas cálculos e breadboards reais mostram ganhos de eficiência de apenas alguns por cento, na melhor das hipóteses. Isso pode ser ilustrado com a seguinte fórmula simplificada:
Isso não leva em consideração as perdas de acionamento do portão FET, o que pode facilmente reduzir esse valor para menos de 2%. O custo adicional, o volume e a complexidade das configurações de switch síncrono são justificados apenas nos casos mais extremos.
A eficiência do Modo Burst é limitada pelo consumo de corrente quiescente do LT1432 e do IC de comutação. A potência de entrada sem carga típica do Modo Burst é de 17mW. Isso é cerca de um mês de duração da bateria para uma bateria de 12V, 1,2AHr. Aumentar a potência de carga diminuirá o tempo de descarga proporcionalmente. A corrente de desligamento total é de apenas cerca de 15mA, bem abaixo da taxa de auto-descarga das baterias típicas.
A família de reguladores de comutação BICMOS oferece a mais alta eficiência de redução.
Os controladores reguladores de comutação de redução simples e dupla LTC1148 apresentam operação automática no modo Burst para manter alta eficiência em baixas correntes de saída. Todos os membros desta família apresentam uma arquitetura de modo atual e de folga constante. Isso resulta em excelente resposta transiente de linha e carga, corrente de ondulação constante no indutor e bom controle de corrente de partida e curto-circuito. O LTC1147/LTC1143 aciona um único MOSFET de canal P externo, enquanto o LTC1148/LTC1142 e o LTC1149 acionam MOSFETs de potência externa síncrona em frequências de comutação de até 250kHz.
A Tabela 3.1 resume a adequação dessa família para as necessidades comuns de conversor DC-DC de notebook. O LTC1147 está disponível em um pacote SOIC de 8 pinos e aciona apenas um único MOSFET de potência, com uma pequena perda de eficiência, mas ocupando um espaço mínimo na placa do PC. O LTC1148HV/LTC1142HV fornece comutação síncrona em tensões de entrada de 4 V a 18 V (20 V máx.) (20 V máx.) e apresenta uma baixa corrente quiescente de 200 mA. O LTC1149 estende a operação de comutação síncrona para tensões de entrada de 48 V (máximo de 60 V) com uma pequena perda de corrente quiescente.
Figura 3.3 * Regulador de 3,3 V de alta eficiência com operação em modo de rajada manual O
nível de corrente nominal para todos os tipos de dispositivos é definido por um resistor de detecção externo de acordo com a fórmula IOUT=100mV/RSENSE. A corrente máxima do indutor de pico e a corrente do modo Burst também estão relacionadas ao RSENSE. O limite de corrente de pico é de 150mV/RSENSE, e quando a corrente de saída cair abaixo de 15mV/RSENSE, a operação no modo Burst começará automaticamente. Neste modo, o MOSFET externo é desligado para reduzir as perdas de comutação e o controlador dorme na corrente de alimentação de 200mA (600mA para o LTC1149) enquanto o capacitor de saída suporta a carga. Quando o capacitor de saída é descarregado em 50mV, o controlador é brevemente religado ou “explodido” para carregar o capacitor.
O desligamento total reduz a corrente de alimentação para apenas 10mA (150mA para o LTC1149).
Figura 3.4 * Conversor de montagem em superfície de alta eficiência de 5 V para 3,3 V fornece saída de 1,5 A na menor área da placa
Figura 3.5 * Alta eficiência operacional do circuito na Figura 3.4 abrange três ordens de corrente de saída
A primeira aplicação mostrada na Figura 3.4 converte 5V em 3,3V com uma corrente de saída de 1,5A. Ao escolher o LTC1147-3.3, a menor solução de espaço de placa pode ser alcançada com um pequeno sacrifício da eficiência máxima (nesta aplicação, o LTC1148-3.3 acionando um MOSFET síncrono aumentará a alta eficiência de corrente em cerca de 2,5%).
A Figura 3.5 mostra como a operação do Modo Burst mantém alta eficiência em baixa corrente de saída.
Figura 3.6 * O regulador de comutação de 5V de alta eficiência e baixo abandono precisa apenas de 200mV de headroom na saída de 1A
Figura 3.8 * Eficiência Operacional do Conversor de Alta Eficiência LTC1149-5
Na segunda aplicação (Figura 3.6), o LTC1148HV-5 é usado como controlador para um regulador de alta eficiência de 10W. Devido ao seu excelente desempenho de baixo dropout, este circuito pode usar pelo menos 5 baterias NiCd ou NiMH. Como outros membros da família, o LTC1148HV atinge 100% do ciclo de trabalho (canal P MOSFET DC ligado) quando perdido. Para manter a regulação, a diferença de tensão de entrada para saída é simplesmente o produto da corrente de carga e a resistência total do MOSFET, indutor e resistor de detecção de corrente. No circuito da Figura 3.6, essa resistência total é menor que 0,2Ω. Em tensões de entrada baixas, MOSFETs de nível lógico devem ser usados. Embora a classificação de tensão de entrada de 18 V do LTC1148HV e LTC1142HV geralmente possa acomodar a maioria das baterias, os adaptadores de parede usados com sistemas de notebook normalmente requerem tensões de entrada mais altas. Este é o cenário de aplicação principal para o LTC1149, conforme mostrado na Figura 3.7. Este regulador de 2,5 A pode operar com uma tensão de entrada de 8 V a 30 V (limitada pela tensão limite do MOSFET padrão), mostrando boa eficiência na Figura 3.8. As chaves síncronas desempenham um papel cada vez mais importante em altas tensões de entrada devido ao baixo ciclo de trabalho da chave principal. O layout da placa dos circuitos nas Figuras 3.4, 3.6 e 3.7 é crítico para a comutação adequada entre a operação no modo Burst e a operação contínua. Ao examinar a família de reguladores LTC1148, o pino do capacitor de temporização e a corrente do indutor são as duas formas de onda mais importantes a serem monitoradas. O pino do capacitor de temporização cairá apenas para 0V durante o intervalo de hibernação, o que só acontece quando a corrente de carga é inferior a cerca de 20% da corrente de saída nominal. Consulte a folha de dados apropriada para obter informações sobre a colocação adequada de componentes e roteamento de solo.
Figura 3.7 * O regulador 5V/2,5A de alta eficiência pode funcionar com um adaptador CA de até 30V
Capacitores de montagem em superfície para aplicações de reguladores de comutação
Em todos os circuitos da série LTC1148, uma boa regra para selecionar o capacitor de saída é que sua resistência equivalente em série (ESR) deve ser menor ou igual ao valor do resistor de detecção (por exemplo, 0,05Ω para o circuito da Figura 3.6) . Em aplicações de montagem em superfície, vários capacitores podem precisar ser conectados em paralelo para atender aos requisitos de manuseio de capacitância, ESR ou corrente rms da aplicação. Tanto os capacitores eletrolíticos de alumínio quanto os de tântalo seco estão disponíveis na forma de montagem em superfície. Para capacitores de tântalo, é fundamental testá-los para comutar as fontes de alimentação. Uma boa escolha é a série AVX TPS de capacitores de tântalo de montagem em superfície, disponíveis em tamanhos de 2 mm a 4 mm. Por exemplo, se 440mF/10V for necessário na aplicação, 2 AVX 220mF/10V (modelo TPSE227K010) podem ser usados. Consulte o fabricante para outras recomendações específicas.
Fonte de alimentação linear de alta eficiência
As fontes de alimentação chaveadas operam em uma ampla faixa de entrada, mantendo alta eficiência. Para operação de alimentação estreita, sistemas alternativos de notebook foram desenvolvidos, como o uso de quatro baterias NiCad e um regulador linear para fornecer uma saída de 5V. As quatro células NiCad podem fornecer até 6V quando totalmente carregadas e podem descarregar até 4,5V ao alimentar diretamente o sistema. Um regulador linear de baixa queda de alta eficiência adequado para esta técnica é mostrado na Figura 3.9.
Este é um IC completo que controla um transistor PNP de baixa saturação em um pacote TO-92 de 3 pinos de custo muito baixo. Uma variedade de transistores PNP de potência pode ser usada.
Motorola MJE1123 e Zetex ZBD949 são especificados para esta aplicação. A queda de tensão deste regulador depende da saturação do transistor PNP e pode estar na faixa de 0,25V na corrente de saída de 3A e menor em correntes mais baixas. A simplicidade do sistema é muito atraente para aplicações em notebooks e, em baixas tensões de entrada, o regulador linear tem muito pouca perda de energia e, portanto, alta eficiência.
Para tensões de entrada maiores ou iguais a 5,2V*, a saída é regulada para 5V. Quando a tensão da bateria cai abaixo de 5,2V*, o transistor satura e a tensão de saída cai com a tensão de entrada, menos a tensão de saturação do transistor.
O driver de queda baixa LT1123 pode fornecer até 125mA de corrente de base para o transistor de passagem. Em condições de dropout, esta corrente é continuamente fornecida à base do transistor de passagem porque o transistor permanece em saturação. Se for necessária uma corrente de acionamento mais baixa, um resistor opcional (R2) pode ser inserido em série com a base do transistor para minimizar a corrente de acionamento e reduzir a dissipação de energia no IC. Um FET de canal N pode ser inserido em série no pino de acionamento do LT1123 para desligamento elétrico do sistema.
Comutação de energia usando drivers MOSFET de canal N de micropotência duplos de lado alto
O driver de porta MOSFET de canal N de lado alto duplo LT1155 pode ser usado para MOSFETs de canal N de baixo custo em aplicações de comutação de lado alto. Nenhum componente externo é necessário, pois uma bomba de carga interna aumenta a tensão do portão acima da alimentação positiva, aprimorando totalmente o MOSFET de canal N. A operação Micropower, com corrente de espera de 8mA e corrente ativa de 85mA, pode ser usada em quase todos os sistemas alimentados por bateria, mesmo para comutação de energia principal.
Uma função de detecção de sobrecorrente também está incluída no chip para evitar o desligamento automático em caso de curto-circuito. Um atraso de tempo pode ser adicionado em série com o circuito de detecção de corrente para evitar disparos falsos em altas cargas de irrupção, como capacitores ou lâmpadas. Operando de 4,5 V a 18 V, o LTC1155 conduz com segurança praticamente qualquer FET. É especialmente adequado para aplicações portáteis onde a operação de energia em miniatura é crítica. O dispositivo está disponível em pacotes SO e DIP de 8 pinos.
O LTC1157 é um driver duplo para alimentação de 3,3 V. A bomba de carga interna LTC1157 aumenta a tensão de acionamento do portão para 5,4 V acima da alimentação positiva (em relação a 8,7 V acima do solo), aprimorando totalmente o MOSFET de canal N de nível lógico para aplicações de comutação de alta tensão de 3,3 V. A bomba de carga é totalmente integrada no chip, portanto, nenhum componente externo é necessário para gerar tensões de porta mais altas. O design da bomba de carga é muito eficiente, exigindo apenas 3mA no modo de espera e 80mA ao fornecer 8,7V ao portão do MOSFET de energia.
Figura 3.11 * LTC1157 Dual 3.3V MOSFET Driver
Figura 3.12 * LT1121 Micropower Low Dropout Regulator
A Figura 3.11 demonstra como alternar duas cargas de 3,3 V usando dois MOSFETs de montagem em superfície e o LTC1157. Os tempos de subida e descida do gate são tipicamente dezenas de microssegundos, mas podem ser desacelerados adicionando dois resistores e um capacitor, conforme mostrado no segundo canal. Às vezes, tempos de subida e descida mais lentos são necessários para reduzir a demanda de corrente de partida de grandes capacitores de alimentação.
O LT1121 é um regulador micropower 150mA com desligamento.
O LT1121 é um regulador de baixa queda de micropotência para aplicações que requerem corrente quiescente muito baixa em baixas correntes de saída. Na corrente de carga zero, sua corrente de entrada é de apenas 30mA. A corrente do pino de aterramento aumenta com a corrente de carga, mas em uma proporção de cerca de 1:25, portanto, a eficiência do regulador é apenas cerca de 4% abaixo do máximo teórico do regulador linear. Além disso, a corrente do pino de aterramento não aumenta significativamente quando a tensão de entrada está abaixo da tensão mínima necessária para manter uma saída estável.
Esses recursos permitem que o LT1121 seja usado em situações em que a saída rastreia a entrada quando a tensão de entrada está abaixo da faixa normal. Os reguladores anteriores consumiam correntes de entrada tão altas nessa situação que a operação de microenergia era impossível.
Um esforço extra foi feito para tornar o LT1121 estável com pequenos capacitores de saída com alto ESR. Em comparação com projetos anteriores, um capacitor de saída de tântalo de 1mF é recomendado em vez de 10mF. Capacitores de saída maiores podem ser usados sem preocupação com instabilidade.
O LT1121 é ideal para fontes de alimentação em modo de backup e/ou suspensão para notebooks. Um pino de desligamento permite que o regulador seja completamente desligado, reduzindo a corrente de entrada para apenas 16mA. O design cuidadoso do circuito IC conectado aos pinos de entrada e saída permite que a saída permaneça alta sem fluxo da saída de volta para a entrada quando a entrada é aterrada ou invertida. O pino de entrada pode ser revertido para 20V.
O LT1121 está disponível com uma tensão de saída fixa de 3,3 V ou 5 V e com uma faixa de tensão de saída ajustável de 3,75 V a 30 V. Os modelos de tensão fixa estão disponíveis em pacotes SOT-223 de 3 pinos e SO de 8 pinos. Modelos ajustáveis estão disponíveis em pacotes SO de 8 pinos.
O LT1129, uma versão de 700mA do LT1121, também está disponível como opcional. O LT1129 possui todos os recursos de proteção do LT1121. Com uma corrente quiescente sem carga um pouco mais alta de 50 mA, o LT1129 requer uma capacitância de saída mínima de 3,3 mF. O LT1129 também está disponível com tensões de saída fixas de 3,3 V e 5 V e com uma faixa de saída ajustável de 3,75 V a 5 V. O dispositivo está disponível em um pacote DD de 5 pinos.
Driver de exibição fluorescente de cátodo frio
Novos sistemas de retroiluminação parecem geralmente usar tubos fluorescentes de cátodo frio. As retroiluminações eletroluminescentes têm saída de luz e vida útil limitadas, tornando-as de uso limitado para sistemas de notebook e uso limitado entre fabricantes de notebooks e notebooks. Por outro lado, as lâmpadas fluorescentes de cátodo frio têm alta eficiência, longa vida útil e alta emissão de luz. Geralmente, espera-se que os tubos fluorescentes de cátodo frio sejam conduzidos a uma corrente de condução de 1 mA a 5 mA a 30 kHz a 50 kHz. A tensão e a corrente do inversor dependem do fabricante e da geometria do tubo.
A situação ideal é controlar seu brilho ajustando a corrente no tubo.
Para entender a operação do driver CCFL na Figura 3.14, o circuito deve ser visto como duas partes: 1. O loop de regulação e 2. O oscilador/driver de alta tensão.
Figura 3.14 * Inversor CCFL
Figura 3.15 * Adaptação de lâmpada dupla para cor
O loop de regulação consiste em um regulador de comutação LT1172 em uma configuração de modo buck conduzindo uma corrente constante, que é acoplado ao transformador de alta tensão através de um conversor auto-oscilante. A arquitetura do driver permite corrente CCFL constante em uma ampla gama de tensões de bateria. No modo buck negativo, o LT1172 conecta periodicamente o indutor L1 ao terra através do pino do interruptor, fazendo com que a corrente flua em L1, que é direcionada pelos transistores de funcionamento livre Q1 e Q2 para o enrolamento principal do transformador L2. A saída de L2 é uma forma de onda CA de alta tensão parcialmente carregada por um capacitor de 15pF. Para obter a regulação desejada da corrente real da lâmpada, D1 e D2 retificam a corrente da lâmpada e passam uma fase por R1. Esta corrente retificada é convertida em tensão por R1 e filtrada por R3 e C6. O sinal filtrado torna-se o sinal de feedback para o LT1172, mantendo-o em 1,25V.
Ao colocar uma lâmpada CCFL em um loop de feedback, sua corrente operacional pode ser controlada com precisão e permite que um microprocessador controle o brilho. Aplicando uma tensão ao topo do C6 de um conversor D/A ou um circuito lógico, a corrente do tubo fluorescente de cátodo frio pode ser controlada, de modo que o brilho possa ser ajustado através da entrada do teclado.
Uma arquitetura de conversor buck acionando um inversor auto-oscilante foi escolhida porque permite uma ampla faixa de tensão de entrada. Também é tolerante à relação de espiras dos transformadores CCFL. No entanto, uma ressalva com este circuito é que não há limite para a tensão aplicada aos terminais da lâmpada se o loop de realimentação for interrompido; portanto, deve-se tomar cuidado para minimizar a possibilidade de que a energia seja aplicada quando o CCFL for removido. Consulte a Nota de aplicação 55 do LTC, "Técnicas de iluminação de LCD com 92% de eficiência", para obter uma solução para esse problema e mais detalhes sobre engenharia e circuitos de luz de fundo.
Carregando baterias
Carregador de bateria de chumbo-ácido
Embora as baterias de gel recarregáveis de chumbo-ácido não sejam tão populares quanto as baterias de níquel-cádmio, elas são atraentes devido à sua alta densidade de energia por unidade de volume. Essas baterias têm uma vida útil longa quando manuseadas corretamente, mas tendem a sofrer falhas prematuras devido ao carregamento inadequado. O circuito mostrado na Figura 3.16 fornece um sistema de carregamento quase ideal para baterias de chumbo-ácido. Possui compensação de temperatura não linear precisa, carregamento de tensão constante e cobertura de corrente constante e alta eficiência em uma ampla gama de tensões de entrada e bateria.
Os carregadores básicos são projetados com um flyback para permitir a operação em tensões de entrada acima ou abaixo da tensão da bateria. O switcher IC LT1171 opera a 100kHz e pode fornecer até 15W para a bateria. Os modos de tensão constante e corrente constante são controlados usando amplificadores operacionais duplos. Quando a corrente de carga através de R7 exceder o limite predefinido determinado por R3, R6 e R7, A1 será ativado como um limitador de corrente. O objetivo deste limitador de corrente é evitar que uma corrente de carga excessiva seja aplicada a uma bateria mal descarregada. Como a queda de tensão em R7 permanece dentro de algumas centenas de milivolts, as perdas em R7 são baixas.
As baterias de chumbo-ácido têm um coeficiente de temperatura negativo não linear que deve ser compensado com precisão para garantir longa vida útil da bateria e capacidade de carga adequada. R5 é um termistor de coeficiente de temperatura positivo (termossensor) cujo coeficiente de temperatura linear de +0,7%/°C é convertido na característica não linear desejada por conexão em paralelo com R2. A combinação de R2, R3 e R4 amplifica o nível de realimentação de 1,244 V do LT1171 para o nível de 2,35 V exigido por uma bateria a 25°C. A2 é usado como um buffer para conduzir a rede de resistores. Isso permite o uso de resistores grandes como R9 e R10 em série com o multiplicador de bateria. R9 é definido como 200k para cada bateria em série. O R9 consome apenas 12mA, portanto pode ser conectado permanentemente à bateria. R1 é adicionado para fornecer ao carregador uma resistência de saída finita (0,025 W por célula) para evitar a busca de baixa frequência.
Carregamento de bateria de NiCad
O carregamento da bateria é uma parte muito importante de qualquer sistema de notebook. O circuito de carregamento da bateria de níquel-cádmio ou níquel-metal hidreto mostrado aqui controla a corrente na bateria, mas não detecta o status de carga total da bateria.
O primeiro circuito é um carregador de bateria de corrente constante (Figura 3.17), em configuração flyback. Isso permite que a tensão da bateria seja menor ou maior que a tensão de entrada. Por exemplo, uma bateria de 16 V pode ser carregada a partir de uma bateria de carro de 12 V. A corrente de carga é detectada pelo resistor R4 de 1,2 W e ajustada para cerca de 600 mA. Os resistores R5 e R6 limitam a tensão de saída de pico quando nenhuma bateria está conectada. O diodo D3 impede que a bateria descarregue pela rede do divisor de tensão quando o carregador está desligado, enquanto o transistor Q1 permite que o carregador seja desligado eletronicamente.
Os próximos dois carregadores são configurações de carregador buck de alta eficiência. A tensão de entrada deve ser maior que a tensão da bateria para que o carregamento ocorra. Esses carregadores são 90% eficientes ao carregar na corrente de saída máxima. Devido à sua eficiência muito alta, nem o regulador de comutação nem os diodos requerem um dissipador de calor.
O carregador de bateria de duas velocidades na Figura 3.18 usa sinais lógicos para alternar entre uma alta taxa de carga (até 2A) e uma taxa lenta para manter a bateria viva. O amplificador LT1006 detecta a corrente de carga da bateria e aciona o pino de realimentação do regulador de comutação LT1171. Todo o circuito de controle é baseado no LT1171 inicializado e flutua na frequência de comutação, portanto, a capacitância parasita deve ser minimizada.
O transistor de configuração de ganho altera o ganho do LT1006 ao encurtar ou desconectar o resistor R1. Para os valores apresentados, isso irá variar a taxa de carga entre 0,1A e 1A.
O carregador da Figura 3.19 é programável por meio de um conversor DA. A corrente de carga é proporcional à tensão de programação. Um pequeno resistor de detecção na parte inferior da bateria detecta a corrente de carga da bateria. Isso é comparado à tensão de programação e produz um sinal de feedback que aciona o pino VC do LT1171. Isso controla a corrente de carga para o LT1171 e, com circuitos de controle apropriados, qualquer corrente de bateria pode ser programada. A eficiência é de 90% em altas correntes de carga.
Fonte de alimentação de contraste LCD
As telas de LCD geralmente precisam definir o contraste do display entre 18V e 24V. Normalmente, é necessário um regulador de comutação no sistema para gerar essa tensão, embora seja uma potência relativamente baixa. O LT1172 pode gerar a tensão necessária com contagem mínima de componentes.
O circuito da Figura 3.20 funciona gerando +18 V a +24 V em uma configuração de reforço e, em seguida, invertendo a tensão por meio de uma bomba de carga. Isso permite que um pequeno indutor seja usado em vez de um transformador para a conversão.
Um regulador/carregador para baterias NiCd de 4 células
O novo driver MOSFET de dupla potência LTC1155 fornece gate drive de 12 V para dois MOSFETs de canal N quando alimentado por 5 V, sem a necessidade de componentes externos. Essa capacidade, juntamente com seu consumo de microenergia e recursos de proteção, o torna ideal para aplicações de comutação de alto nível que anteriormente exigiam MOSFETs de canal P mais caros.
O sistema de energia do laptop na Figura 3.21 é um bom exemplo de um aplicativo que se beneficia diretamente desse esquema de unidade de lado alto. Uma bateria NiCd de 4 células pode ser usada para alimentar um sistema de laptop de 5V. MOSFETs de potência de canal N baratos com resistência muito baixa permitem comutação de energia de baixa queda entre a bateria e a lógica de 5V.
A Figura 3.21 mostra como construir um carregador de bateria e um regulador de 5 V com queda muito baixa usando o LTC1155 e três MOSFETs de baixo custo. Metade do driver MOSFET duplo LTC1155 controla o carregamento da bateria. O suporte de parede limitador de corrente de 9V, 2A conecta-se diretamente à bateria por meio de um interruptor MOSFET de resistência muito baixa Q2. A saída do gate drive, pino 2, produz uma tensão de gate drive de aproximadamente 13 V, aumentando totalmente Q1 e Q2. O Q2 tem uma queda de tensão de apenas 0,17V em 2A, portanto pode ser montado na superfície para economizar espaço na placa.
Um termistor RT1 barato mede a temperatura da bateria e desliga o LTC1155 puxando para baixo o pino 1 (entrada do sensor de drenagem) quando a temperatura sobe para 40°C. O comparador de janela também garante que baterias muito frias (<10°C) não sejam carregadas rapidamente.
O Q1 acende uma luz durante o carregamento rápido para informar aos operadores de computador que a bateria está carregando corretamente. Quando a temperatura da bateria sobe para 40°C, o LTC1155 é bloqueado e a corrente de carga da bateria fluindo por R9 cai para 150mA.
Uma bateria NiCd de 4 células produz cerca de 6V quando totalmente carregada. Quando a bateria estiver quase descarregada, essa tensão cairá para cerca de 4,5V. A segunda seção do LTC1155 fornece a unidade de tensão de porta, pino 7, para o regulador MOSFET de queda muito baixa. O LT1431 controla o portão de Q4 e fornece uma saída regulada de 5V quando a tensão da bateria está acima de 5V. Quando a tensão da bateria está abaixo de 5V, o Q4 atua como um interruptor de baixa resistência entre a bateria e a saída do regulador.
Um segundo MOSFET de potência, Q3, é conectado entre a fonte de 9V e a saída do regulador para "desviar" o regulador principal quando a fonte de 9V é conectada. Isso significa que, quando o carregador de montagem na parede estiver conectado, a energia do computador será consumida diretamente do cabo de alimentação CA. O LT1431 fornece regulação para Q3 e Q4 e mantém uma constante de 5V na saída do regulador. A cadeia de diodos composta pelos diodos D2-D4 garante que, quando conectado ao suporte de parede, Q3 conduza toda a corrente do regulador, separando as duas tensões de porta em aproximadamente 2V.
R14 atua como um sensor de corrente para o regulador. O regulador trava em 3A quando a queda de tensão entre o segundo pino de entrada do sensor de dreno (pino 8) e o pino de alimentação (pino 6) excede 100mV. R10 e C3 fornecem um pequeno atraso. O microprocessador pode reiniciar o regulador desligando e ligando o segundo pino de entrada (pino 5).
Quando a tensão da bateria cai abaixo de 4,6 V, o microprocessador desliga o regulador. O regulador 5V, 2A tem uma corrente de espera inferior a 10mA. Durante o carregamento, quando a tensão da bateria aumenta, o regulador de tensão volta a ligar.
O consumo de energia do próprio laptop geralmente é muito baixo. Um adaptador de energia com corrente limitada consome a maior parte da energia produzida por uma bateria de carregamento rápido. Q2 consome menos de 0,5W. O consumo de energia do R9 é de cerca de 0,7 W. Quando a bateria estiver totalmente carregada, o Q4 consumirá cerca de 2W por um curto período de tempo e, quando a tensão da bateria cair abaixo de 5V, o consumo de energia será inferior a 0,5W. Os três circuitos integrados mostrados são micropower e quase não consomem energia. No entanto, se a corrente de saída total de 2A for necessária quando alimentada por um adaptador de energia, o Q3 poderá dissipar até 7W.
O circuito mostrado na Figura 3.21 ocupa muito pouco espaço na placa. O LTC1155 está disponível em um pacote SO de 8 pinos, e os três MOSFETs de potência também estão disponíveis em um pacote SO. No entanto, Q3 e Q4 devem ser resfriados adequadamente (consulte a folha de dados do fabricante do MOSFET para obter recomendações térmicas de montagem em superfície).
O LTC1155 permite a conexão direta de energia de uma bateria NiCd de 4 células ao carregador e carrega usando switches MOSFET de canal N de baixo custo. Esta técnica é muito econômica e muito eficiente. Quase toda a energia da bateria é fornecida diretamente à carga para garantir o tempo máximo de operação da bateria.
Fonte de alimentação para PC de bolso
O design da fonte de alimentação de um computador portátil é completamente diferente daquele de um notebook. Os notebooks geralmente usam uma bateria NiCd de 9 V a 15 V como fonte de energia. Devido ao tamanho extremamente pequeno do computador de mão, apenas duas ou quatro pilhas AA podem ser acomodadas. Os dispositivos portáteis demoram mais para serem executados no modo de hibernação porque atualmente não possuem unidades de disco. Um sistema portátil típico pode ter horas de operação com o processador em potência máxima ativa, dezenas de horas de operação estática com o processador desligado, mas a tela ainda ativa e duas horas no modo de hibernação. meses de vida útil da bateria, onde toda a memória é retida , mas nenhum cálculo é executado. O handheld também usa baterias de lítio como energia de reserva quando as baterias AA são descarregadas ou substituídas.
As fontes de alimentação de PDA são geralmente pilhas AA alcalinas descartáveis. O uso dessas baterias descartáveis cria problemas diferentes de um laptop. Ao contrário dos sistemas de energia alimentados por baterias NiCd ou NiMH recarregáveis, os circuitos de conversão de energia de alta eficiência não são necessariamente adequados para baterias descartáveis. Como a impedância de saída de uma bateria recarregável é muito baixa, o circuito de conversão mais eficiente alcançará o maior tempo de operação. As baterias primárias, por outro lado, têm uma impedância interna relativamente alta, de modo que a vida útil mais longa da bateria é alcançada quando a carga da bateria é baixa e relativamente constante. Um conversor de energia que reduz as perdas no circuito de conversão e minimiza os efeitos da resistência interna da bateria proporcionará a maior vida útil do sistema. Alguns projetos de 4 células apresentados aqui são projetados para reduzir o pico de corrente da bateria para prolongar a vida útil da bateria principal. Outras configurações, embora potencialmente mais eficientes, colocam demandas de energia de pico mais altas na bateria e, portanto, reduzem a vida útil da bateria. O circuito de conversão mostrado aqui foi testado com pilhas alcalinas AA e forneceu bateria de longa duração.
Circuito de fonte de alimentação para computador portátil com entrada para 2 baterias
Uma fonte estável de 5 V pode ser gerada a partir de duas baterias AA usando o circuito mostrado na Figura 3.22. U1 é um conversor CC-CC de micropotência LT1108-5 configurado como um conversor elevador ou "boost". A saída de 5 V monitorada através do pino SENSE do U1 é dividida internamente e comparada com uma referência de 1,25 V dentro do dispositivo. Quando a saída cai abaixo de 5V, o oscilador do U1 entra em ação, ligando e desligando os transistores a uma frequência de 19kHz. Essa ação faz com que a corrente se acumule alternadamente em L1 e, em seguida, despeje em C1 a D1, aumentando a tensão de saída. Quando a saída atinge 5V, o oscilador desliga.
Figura 3.22 * Duas baterias AA produzem 5V e fornecem 150mA
Um oscilador fechado fornece o mecanismo para manter a saída constante em 5V. R1 invoca a função de limite de corrente do LT1108, que limita a corrente de pico do interruptor para cerca de 1A. Quando a corrente atinge o limite programado definido por R1, U1 limita a corrente fechando a chave. Portanto, o tempo "ligado" da chave diminui com o aumento da tensão de entrada, enquanto o tempo "desligado" não é afetado. Esse esquema mantém a corrente de pico do interruptor constante em toda a faixa de tensão de entrada, permitindo a transferência mínima de energia em baixas tensões de bateria sem exceder a classificação de corrente máxima de L1 em altas tensões de bateria. O requisito de corrente máxima deve ser cuidadosamente considerado para a vida útil mais longa possível da bateria, ajustando R1 para atender a aplicação individual. Por exemplo, se você precisar de no máximo 75mA, poderá aumentar R1 para 100 ohms. Isso limita a corrente do switch a cerca de 650 mA, o que aumenta a eficiência do conversor, reduz a demanda de corrente de pico e aumenta consideravelmente a vida útil da bateria.
O circuito pode fornecer até 150mA de saída de 5V a partir de uma faixa de entrada de 3,5V a 2,0V. A eficiência é de 80% em 3,0 V e 70% em 2,0 V em correntes de carga de 15mA a 150mA. A ondulação de saída é de 75mV pico a pico e a corrente quiescente sem carga é de apenas 135uA.
Viés de LCD usando 2 pilhas AA
A Figura 3.23 mostra um gerador de polarização LCD de 24 V. Neste circuito, U1 é um conversor CC-CC de micropotência LT1173. A entrada de 3V é convertida em +24V pela chave de U1, L1, D1 e C1. O pino do interruptor (SW1) aciona a bomba de carga que consiste em C2, C3, D2 e D3 para mudar o nível da saída de +24V para -24V. De uma tensão de entrada de 3,3 V a 2,0 V, a regulação linear é inferior a 0,2%. A regulação de carga é de 2% de 1mA a 7mA de carga. O circuito fornece até 7mA com 73% de eficiência a partir de uma entrada de 2,0V.
Figura 3.23 * A fonte de alimentação LCD de 2 células gera 7mA de -24V
Circuito Palm Power com 4 entradas de bateria
Computadores de mão mais novos e poderosos que usam o processador 386SX requerem mais energia do que duas pilhas AA podem fornecer para uma vida útil razoável. O circuito mostrado aqui fornece saída selecionável de 3,6 V/5 V para a lógica principal, saída de 23 V para polarização do display LCD, saída de +12 V para geração de memória Flash VP-P e usa uma bateria de lítio de 3 V para fornecer energia de backup automática. Sob condições sem carga, a corrente quiescente necessária para todo o sistema é de 380mA.
Figura 3.25 * Gerador de polarização LCD fornece -24V a 10mA
O circuito conversor principal mostrado na Figura 3.24 é um conversor buck-boost combinado. Quando as 4 pilhas AA estão novas, o circuito se comporta como um regulador linear. Embora isso possa parecer ineficiente, saiba que a voltagem da bateria geralmente cai rapidamente de 6V para 5V. Na entrada de 5V, a eficiência é de 3,6V/5V ou 72%. À medida que a tensão da bateria cai ainda mais, a eficiência aumenta para mais de 90% em uma entrada de 4,2 V. Quando a bateria cai abaixo de 4V, o circuito muda para o modo boost, espremendo cada bit de energia disponível da bateria.
O conversor fornece uma saída de 3,6 V a 200 mA a partir de uma entrada de 2,5 V. No modo boost, a eficiência fica entre 83% e 73% (em 2,5 VIN). Os reguladores lineares não têm pulsos de corrente. As baterias alcalinas AA têm uma impedância interna relativamente alta e o pulso de corrente que um regulador de comutação exige da bateria pode reduzir a vida útil da bateria. 4 pilhas alcalinas AA têm uma impedância de cerca de 0,5 W quando novas, aumentando para 2 W no final de sua vida útil. Essa topologia pode fornecer potência de saída de 3,6 V, 200 mA por mais de 9,3 horas em comparação com o uso da topologia flyback, que pode fornecer apenas 7 horas.
A função de backup é implementada usando outro circuito LT1173 também mostrado na Figura 3.24. A alimentação do LT1173 vem da saída lógica principal. A bateria de lítio está sujeita a cerca de 1,5mA de carga devido ao vazamento do capacitor de 10mF, vazamento do interruptor e divisor de resistor de 910k/1M. A carga total é inferior a 5mA. O LT1173 requer 110mA de corrente quiescente, extraída da linha de alimentação lógica principal.
Quando a entrada de backup/normal fica alta, o feedback é conectado em série, mas o conversor não inicia o ciclo até que a tensão de alimentação da lógica principal caia para 3,4 V. Este conversor é capaz de fornecer 3,6V a 10mA. Se o sinal de backup/normal for acionado pelo circuito da Figura 3.27, o conversor de backup iniciará automaticamente quando a bateria AA principal for removida ou a bateria estiver descarregada. Uma função de detecção de bateria fraca é fornecida usando o bloco de ganho dentro do LT1173. O divisor de tensão 910k/1M define a saída BL4, que fica baixa quando VBATT é igual a 2,4V.
O gerador de polarização LCD de -24 V mostrado na Figura 3.25 usa o LT1173 como um controlador para acionar um transistor PNP 2A FZT749 em um pacote SOT-223. O LT1173 mantém 1,25V entre o pino FB e o pino GND. A corrente deve fluir através do resistor de 3M para gerar 1,25V em R1. Isso tornará o pino "GND" negativo. O indutor de 220 mH limita a corrente do interruptor entre 500 mA para uma bateria nova e 300 mA para uma bateria descarregada (3,6 V). A eficiência deste conversor está na faixa de 70%. Maior eficiência pode ser alcançada simplesmente reduzindo o valor do indutor; no entanto, isso realmente reduzirá a vida útil da bateria devido aos pulsos de corrente mais altos extraídos da bateria.
Figura 3.26 * O gerador Flash VP-P fornece entrada de 12 V, 40 mA a partir de 4 pilhas AA
A Figura 3.26 mostra um gerador VP-P de memória Flash. A saída pode fornecer até 40mA de 12V. O conversor é comutado por um pequeno MOSFET de canal N conectado a um resistor de realimentação de 124k. Quando o MOSFET está ligado, o resistor é conectado ao terra e o conversor produz 12V. Quando o MOSFET está desligado, o resistor de 124k é desconectado e o pino de realimentação flutua alto, desligando o conversor. Quando desligado, a tensão de saída é a tensão da bateria menos uma queda de diodo. Esta condição se aplica à memória Flash. Como o chip Flash contém um detector de nível, a programação acidental não pode ocorrer. Quando a tensão do pino VP-P for inferior a 11,4V, o próprio chip Flash não permitirá a programação. Um bloco de ganho usando o LT1173 fornece outro recurso de detecção de bateria fraca. Aqui a bateria alcalina primária está sendo detectada, quando a tensão da bateria está abaixo de 4,0 V, o pino AO fica baixo.
Figura 3.27 * O detector de bateria detecta a remoção da bateria principal, indicando VBATT < 3,6V
Finalmente, uma referência de dois terminais de micropotência e comparadores duplos formam um par de detectores de bateria. O comparador superior na Figura 3.27 detecta a bateria principal diretamente. BL3 ficará alto quando a tensão da bateria estiver abaixo de 2,5 V (bateria muito descarregada!) ou quando a bateria for removida. Se conectado ao sinal de backup/normal do conversor de backup de lítio, o backup assumirá automaticamente a linha de alimentação lógica principal. Outro comparador fica baixo quando a voltagem da bateria está abaixo de 3,6V.
Driver de retroiluminação CCFL para computadores portáteis
A tela retroiluminada melhora muito a aceitação do usuário de computadores portáteis. Handhelds nunca usaram telas retroiluminadas devido aos altos requisitos de energia dos circuitos inversores necessários para acionar as lâmpadas. O circuito na Figura 3.28 é uma fonte CCFL de micropotência que supera esse problema. Uma fonte CCFL típica de notebook aciona a lâmpada a 5mA. Este circuito usa o conversor DC-to-DC micropower LT1173, que opera a partir de uma faixa de entrada de 2,0 V a 6 V. A corrente máxima da lâmpada é limitada a 1mA. O controle sobre a corrente da lâmpada pode ser mantido em 1mA, isso é uma luz muito fraca! É adequado para aplicações portáteis em que a duração máxima da bateria é desejada.
L1, Q1 e Q2 formam um conversor de nível Royale acionado por corrente cuja frequência de oscilação é determinada principalmente pelas características de L1 (incluindo a carga) e do capacitor de 0,01mF. Todo o conversor é comutado pela operação do modo Burst do LT1173. Um filtro RC de 1M/0,01mF no pino de feedback LT1173 filtra o sinal meio senoidal presente na cadeia de potenciômetros de 3,3k-1M. Este sinal representa metade da corrente da lâmpada. O LT1173 regula a energia para a lâmpada para manter 1,25 V em seu pino de feedback por meio do controle de malha fechada. Para correntes de bulbo mais baixas, o LT1173 fica ocioso na maior parte do tempo, consumindo apenas 110mA de corrente quiescente. Com uma corrente máxima de bulbo de 1mA, o circuito consome menos de 100mA. Com uma corrente de entrada inferior a 5mA, a lâmpada emitia uma quantidade razoável de luz.
Figura 3.28 * O driver Micropower CCFL fornece até 1 mA de corrente de lâmpada a partir de 2 pilhas AA