Diseño de circuitos analógicos: una guía tutorial de aplicaciones y soluciones
primera administración de energía
Sección 1 Tutorial de administración de energía
Los capacitores de entrada de cerámica pueden causar transitorios de sobrevoltaje 1
Para el filtrado de entrada, los condensadores cerámicos son una buena opción. Tienen altas clasificaciones de corriente de ondulación y baja resistencia en serie equivalente e inductancia en serie equivalente. Además, los condensadores cerámicos son menos sensibles a las sobretensiones y se pueden utilizar sin reducir la tensión de funcionamiento. Sin embargo, el diseñador debe ser consciente de las posibles condiciones de sobrevoltaje cuando se aplica repentinamente el voltaje de entrada. Un circuito de filtro de entrada típico con capacitores cerámicos puede producir transitorios de voltaje dos veces más altos que el voltaje de entrada después de aplicar un paso de voltaje de entrada. Este artículo describe cómo usar efectivamente los condensadores cerámicos para el filtrado de entrada y cómo evitar posibles problemas debido a transitorios de voltaje de entrada.
Este pasaje muestra que
los capacitores cerámicos son una buena opción para el filtrado de entrada y explica sus ventajas y consideraciones.Los condensadores cerámicos tienen clasificaciones de corriente de ondulación altas y baja resistencia en serie equivalente e inductancia en serie equivalente, lo que los hace ideales para el filtrado de entrada. Además, los condensadores cerámicos son menos sensibles a las sobretensiones y se pueden utilizar sin reducir la tensión de funcionamiento. Sin embargo, el diseñador debe ser consciente de las posibles condiciones de sobrevoltaje cuando se aplica repentinamente el voltaje de entrada. Los circuitos típicos de filtro de entrada de condensadores cerámicos pueden producir transitorios de voltaje dos veces más altos que el voltaje de entrada después de aplicar un paso de voltaje de entrada.
Este artículo describe cómo utilizar de manera efectiva los condensadores cerámicos para el filtrado de entrada y proporciona métodos y recomendaciones para evitar problemas potenciales debido a transitorios de voltaje de entrada.
Reducción de residuos del regulador de conmutación en la salida 2 del regulador lineal
A menudo se utiliza un regulador lineal para posregular la salida de un regulador de conmutación. Los beneficios incluyen estabilidad mejorada, precisión, respuesta transitoria e impedancia de salida reducida. Idealmente, estas mejoras en el rendimiento deberían ir acompañadas de una ondulación y picos significativamente reducidos producidos por los reguladores de conmutación. Prácticamente todos los reguladores lineales tienen alguna dificultad para manejar la ondulación y los picos, especialmente a medida que aumenta la frecuencia. Este artículo explica por qué los reguladores lineales están limitados dinámicamente y presenta técnicas a nivel de placa para mejorar el rechazo de ondas y picos. El documento también presenta un simulador de ondulación/picos basado en hardware que puede realizar rápidamente pruebas de placa en diferentes condiciones. Tres apéndices revisan las prácticas de sondeo para perlas de ferrita, filtros inductores y señales submilivoltios de banda ancha.
Este pasaje describe
cómo reducir los residuos del regulador de conmutación en la salida del regulador lineal.A menudo se utiliza un regulador lineal para posregular la salida de un regulador de conmutación. Brinda varios beneficios, que incluyen estabilidad mejorada, precisión, respuesta transitoria y menor impedancia de salida. Idealmente, estas mejoras en el rendimiento deberían ir acompañadas de una reducción significativa de la ondulación y los picos de los reguladores de conmutación. En la práctica, sin embargo, todos los reguladores lineales tienen alguna dificultad para manejar la ondulación y los picos, especialmente a medida que aumenta la frecuencia.
Este artículo explica por qué los reguladores lineales están limitados dinámicamente y sugiere algunas técnicas a nivel de placa para mejorar el rechazo de ondas y picos. También se presenta un simulador de ondulación/picos basado en hardware para permitir una prueba rápida de la placa en diversas condiciones. Además, tres apéndices revisan perlas de ferrita, filtros basados en inductores y prácticas de sondeo para señales submilivoltios de banda ancha.
Acondicionamiento de energía para sistemas portátiles y de mano 3
Las computadoras portátiles y los sistemas portátiles necesitan generar múltiples voltajes a partir de las baterías. Las soluciones de la competencia exigen tamaño pequeño, alta eficiencia y peso ligero. Este artículo describe circuitos para reguladores lineales y de conmutación de 5 V y 3,3 V de alta eficiencia, controladores de pantalla retroiluminada y cargadores de batería. Todos los circuitos están especialmente diseñados de acuerdo con los requisitos anteriores.
Detección remota virtual de dos hilos para reguladores de voltaje 4
Los cables y conectores tienen resistencia. Este hecho simple pero inevitable determina que el voltaje de carga remota de la fuente de alimentación será menor que el voltaje de salida de la fuente de alimentación. El enfoque tradicional consiste en eliminar el efecto de caída de voltaje mediante el uso de sensores remotos de "cuatro hilos". La entrada de detección de alta impedancia de la fuente de alimentación recibe señales de líneas de detección separadas que dependen de la carga. Este esquema funciona bien, pero requiere líneas de detección dedicadas, lo que es una desventaja significativa en muchas aplicaciones. Un nuevo enfoque utiliza técnicas de modulación de la portadora para eliminar la línea de detección mientras se mantiene la regulación de la carga.
1. Los capacitores de entrada de cerámica pueden causar transitorios de sobrevoltaje.
Una de las tendencias recientes en el diseño de dispositivos portátiles es el uso de condensadores cerámicos para filtrar la entrada de convertidores CC/CC. Los capacitores cerámicos a menudo se eligen por su tamaño pequeño, baja resistencia en serie equivalente (ESR) y alta capacidad de corriente rms. Además, los diseñadores han recurrido recientemente a los condensadores cerámicos debido a la escasez de condensadores de tantalio.
Sin embargo, el uso de capacitores cerámicos para el filtrado de entrada puede causar problemas. La aplicación de un salto de tensión al condensador cerámico provoca un gran aumento de corriente, almacenando energía en la inductancia del cable de alimentación. Cuando esta energía almacenada se transfiere del inductor al capacitor cerámico, se generan grandes picos de voltaje. Estos picos de voltaje son fácilmente el doble del salto de voltaje de entrada.
(1) Inserte el adaptador de pared bajo su propio riesgo
Los problemas de transitorios de voltaje de entrada están relacionados con la secuencia de encendido. Enchufar el adaptador de pared en un tomacorriente de CA y encenderlo primero, luego enchufar la salida del adaptador de pared en un dispositivo portátil puede causar transitorios de voltaje de entrada que pueden dañar el convertidor CC/CC dentro del dispositivo.
(2) Construir un circuito de prueba
Para ilustrar, conecte un adaptador de pared típico de 24 V para aplicaciones de computadora portátil a la entrada de un convertidor CC/CC típico de una computadora portátil. El convertidor CC/CC utilizado es un convertidor reductor síncrono que produce una salida de 3,3 V a partir de una entrada de 24 V.
En la Figura 1.1 se muestra un diagrama de bloques de la configuración de prueba. LOUT representa la inductancia equivalente de la inductancia del cable y el inductor del filtro EMI de salida en algunos adaptadores de pared. La capacitancia de salida de un adaptador de pared suele ser del orden de 1000 uF; para nuestros propósitos, podemos suponer que tiene una ESR baja (en el rango de 10 mΩ a 30 mΩ). El circuito equivalente del adaptador de pared y la interfaz del convertidor CC/CC es en realidad un circuito resonante en serie, los componentes principales son LOUT, CIN y ESR equivalente (el ESR equivalente debe incluir el ESR de CIN, la resistencia del conductor y la resistencia de LOUT) .
El condensador de entrada CIN debe ser un dispositivo de baja ESR capaz de soportar la corriente de ondulación de entrada. En una aplicación típica de computadora portátil, este condensador normalmente estaría en el rango de 10 uF a 100 uF. El valor exacto del capacitor depende de varios factores, pero el requisito principal es que debe poder manejar la corriente de ondulación de entrada producida por el convertidor CC/CC. La corriente de ondulación de entrada suele estar en el rango de 1A a 2A. Entonces, los capacitores necesarios podrían ser un capacitor cerámico de 10 uF a 22 uF, dos o tres capacitores de tantalio de 22 uF o uno o dos capacitores OS-CON de 22 uF.
(3) Encienda el interruptor
El caos comienza cuando se abre el interruptor SW1 en la Figura 1.1. Dado que el adaptador de pared ya está enchufado, hay 24 V en su condensador de salida de baja impedancia. Por otro lado, el potencial del capacitor de entrada CIN es 0V.
Lo que sucede a partir de t = 0s es bastante básico. Un voltaje de entrada aplicado hará que la corriente fluya a través de LOUT. CIN comenzará a cargarse y el voltaje en CIN aumentará gradualmente hasta el voltaje de entrada de 24 V. Una vez que el voltaje en CIN alcanza el voltaje de salida del adaptador de pared, la energía almacenada en LOUT aumentará aún más el voltaje en CIN más allá de 24 V. El voltaje en CIN eventualmente alcanzará su punto máximo y luego volverá a caer a 24 V. El voltaje en CIN puede oscilar alrededor del valor de 24 V por un tiempo. Las formas de onda reales dependerán de los componentes del circuito.
Si planea ejecutar una simulación de este circuito, tenga en cuenta que los elementos del circuito real rara vez son lineales en condiciones transitorias. Por ejemplo, el valor de capacitancia de un capacitor puede cambiar (los capacitores cerámicos Y5V pierden el 80 % de su capacitancia inicial con el voltaje de entrada nominal). Además, la ESR del condensador de entrada dependerá del tiempo de subida de la forma de onda. La inductancia del inductor de supresión de EMI también puede caer durante los transitorios debido a la saturación del material magnético.
(4) Probar aplicaciones portátiles
La figura 1.2 muestra el transitorio de voltaje de entrada para los valores típicos de CIN y LOUT utilizados en una aplicación de computadora portátil. La Figura 1.2 muestra transitorios de tensión de entrada para valores CIN de 10 uF y 22 uF y valores LOUT de 1 uH y 10 uH.
La forma de onda superior muestra el transitorio en el peor de los casos, usando un capacitor de 10 uF y un inductor de 1 uH. El voltaje máximo en CIN alcanza los 57,2 V y la entrada es de 24 V CC. Es posible que el convertidor CC/CC no sobreviva a múltiples exposiciones a 57,2 V. Las formas de onda de 10 uF y 10 uH (traza R2) se ven un poco mejor. El pico sigue siendo alrededor de 50V. La porción plana después del pico de la forma de onda R2 muestra que el MOSFET M1 síncrono dentro del convertidor CC/CC en la Figura 1.1 es una avalancha y experimenta un aumento de energía. El valor máximo de las trazas R3 y R4 es de aproximadamente 41 V, que corresponde al capacitor de 22 uF y al inductor de 1 uH y al inductor de 10 uH respectivamente.
(5) Transitorios de voltaje de entrada de diferentes elementos de entrada
Diferentes tipos de capacitores de entrada producirán diferentes formas de onda de voltaje transitorio, como se muestra en la Figura 1.3. La traza superior (R1) muestra una forma de onda de referencia con un capacitor de 22 uF y un inductor de 1 uH, con un
pico de 40,8 V.
La forma de onda R2 en la Figura 1.3 muestra lo que sucede cuando se agrega un supresor de voltaje transitorio a la entrada. Los transitorios de voltaje de entrada se sujetan pero no se eliminan. Es difícil establecer el voltaje de ruptura para los transitorios de voltaje lo suficientemente bajo como para proteger el convertidor CC/CC y lejos del nivel de CC operativo de la fuente de entrada (24 V). El supresor de voltaje transitorio P6KE30A utilizado estaba demasiado cerca para comenzar a conducir a 24 V.
Desafortunadamente, el uso de un supresor de voltaje transitorio con una clasificación de voltaje más alta no proporcionará un voltaje de bloqueo lo suficientemente bajo.
Las formas de onda R3 y R4 utilizan condensadores de tantalio tipo AVX TPS de 22 uF, 35 V y condensadores Sanyo OS-CON de 22 uF, 30 V, respectivamente. Con estos dos condensadores, el voltaje transitorio se ha reducido a un nivel manejable.
Sin embargo, estos capacitores son más grandes que los capacitores cerámicos y requieren múltiples capacitores para cumplir con los requisitos de corriente de ondulación de entrada.
(6) Optimizar el condensador de entrada
Las formas de onda de la Figura 1.3 muestran el efecto del tipo de capacitor de entrada en el transitorio de entrada.
La optimización del capacitor de entrada requiere una comprensión clara de lo que sucede durante el transitorio. Al igual que un circuito RLC resonante normal, el circuito de la Figura 1.1 puede tener una respuesta transitoria subamortiguada, críticamente amortiguada o sobreamortiguada.
Dado que el objetivo es minimizar el tamaño del circuito del filtro de entrada, el circuito resultante suele ser un circuito resonante subamortiguado. Sin embargo, en realidad se requiere un circuito críticamente amortiguado. Un circuito críticamente amortiguado aumentará muy bien hasta el voltaje de entrada sin sobrepaso de voltaje o timbre.
Para miniaturizar el diseño del filtro de entrada, los condensadores cerámicos se utilizan idealmente debido a su alta clasificación de corriente de ondulación y su baja resistencia en serie equivalente (ESR). Al comienzo del diseño, primero se debe determinar el valor mínimo del capacitor de entrada. En este ejemplo, se ha determinado que un capacitor cerámico de 22 uF y 35 V debería ser suficiente. El transitorio de entrada resultante que usa este capacitor se muestra en el trazo superior de la Figura 1.4. Obviamente, si usa componentes con clasificación de 30 V, habrá problemas.
Para obtener las mejores características transitorias, el circuito de entrada debe estar amortiguado. La forma de onda R2 muestra lo que sucede cuando se agrega un capacitor cerámico de 22 uF en serie con una resistencia de 0.5 W. El transitorio de voltaje de entrada ahora está bien establecido en 30V.
El amortiguamiento crítico también se puede lograr agregando un capacitor con una resistencia en serie equivalente alta (alrededor de 0,5 W). La forma de onda R3 muestra la respuesta transitoria cuando un condensador de tantalio tipo AVX TPS de 22 uF y 35 V se coloca en paralelo a través de la entrada.
A modo de comparación, la forma de onda R4 muestra el transitorio de voltaje de entrada utilizando un supresor de voltaje transitorio de 30 V.
Finalmente, la traza inferior (Ch1) de la Figura 1.4 muestra la forma de onda ideal. Resultó que esta también era la solución más económica. El circuito utiliza un condensador electrolítico de aluminio Sanyo de 47 uF y 35 V, modelo 35CV47AXA. Este condensador tiene el valor justo y la resistencia en serie equivalente para proporcionar una amortiguación crítica con el condensador cerámico de 22 uF y la inductancia de entrada de 1 uH. El 35CV47AXA tiene un valor de resistencia en serie equivalente de 0,44 W y una clasificación de corriente RMS de 230 mA. Obviamente, en una aplicación con corriente de ondulación RMS de 1A a 2A, no es factible usar este capacitor solo y se requiere un capacitor cerámico adicional de 22 mF. Otra ventaja es que este condensador es muy pequeño, mide solo 6,3 mm x 6 mm.
(7. Conclusión
Los transitorios de voltaje de entrada son un problema de diseño que no debe ignorarse. Las soluciones de diseño para proteger contra transitorios de voltaje de entrada pueden ser muy simples y efectivas. Si la solución se aplica correctamente, el capacitor de entrada se puede minimizar mientras se reducen los costos y el tamaño sin sacrificar el rendimiento.
2. Reduzca los picos residuales del regulador de conmutación en la salida del regulador lineal; deshágase de esos picos desagradables.
(1. Introducción
Normalmente se utiliza un regulador lineal para regular posteriormente la salida de un regulador de conmutación. Los beneficios incluyen estabilidad mejorada, precisión, respuesta transitoria e impedancia de salida reducida. Idealmente, estas mejoras en el rendimiento deberían ir acompañadas de una reducción significativa de la ondulación y los picos de los reguladores de conmutación. Sin embargo, en la práctica, todos los reguladores lineales sufren algunos problemas de ondulación y picos, especialmente a frecuencias más altas. Este efecto se magnifica en pequeñas diferencias de voltaje de entrada del regulador (VIN a VOUT), lo cual es desafortunado porque la pequeña diferencia requerida para mantener la eficiencia es deseable. La Figura 2.1 muestra un regulador lineal conceptual y sus componentes asociados, impulsando una salida de un regulador de conmutación.
El propósito del condensador del filtro de entrada es suavizar las ondas y los picos antes de que lleguen al regulador.
El condensador de salida mantiene una baja impedancia de salida a altas frecuencias, mejora la respuesta transitoria de carga y proporciona compensación de frecuencia para algunos reguladores.
Los objetivos adicionales incluyen la reducción de ruido y la minimización de artefactos residuales relacionados con la entrada que aparecen en la salida del regulador. Esta última clase de problemas, artefactos residuales relacionados con la entrada, es nuestra preocupación. Incluso los componentes de alta frecuencia de pequeña amplitud pueden causar problemas en los circuitos de vídeo, comunicaciones y otros tipos de circuitos sensibles al ruido. Se han gastado muchos capacitores y pastillas para el dolor de cabeza tratando de deshacerse de estas señales no deseadas y los efectos que crean. Aunque son testarudos y en ocasiones parecen resistentes a cualquier tratamiento, entender su origen y naturaleza es la clave para controlarlos.
(2) Contenido de salida de CA del regulador de conmutación
La figura 2.2 detalla el contenido de salida dinámico (CA) de un regulador de conmutación. Consiste en una ondulación de frecuencia relativamente baja, generalmente en el rango de frecuencia del reloj del regulador de conmutación, generalmente de 100 kHz a 3 MHz, y "picos" de frecuencia muy alta asociados con los tiempos de transición de los interruptores de alimentación. La entrega de energía pulsada del regulador de conmutación crea una ondulación. Los condensadores de filtro suavizan la salida, pero no eliminan por completo la ondulación. Estos picos suelen tener un contenido de armónicos cercano a los 100 MHz y son causados por componentes de alimentación de conmutación rápida y alta energía dentro del regulador de conmutación. El propósito de los condensadores de filtro es reducir estos picos, pero en la práctica no se pueden eliminar por completo. Reducir la tasa de repetición y el tiempo de transición del regulador puede reducir en gran medida la magnitud de la ondulación y los picos, pero el tamaño del magnetismo aumenta y la eficiencia disminuye. Del mismo modo, los relojes rápidos y la conmutación rápida hacen que el magnetismo sea pequeño y eficiente, pero también provocan la aparición de ondas y picos de alta frecuencia en los reguladores lineales.
(3) Supresión de picos y ondulaciones
Los reguladores son mejores para rechazar la ondulación que los picos de banda muy ancha. La Figura 2.3 muestra el rendimiento de rechazo del regulador lineal de caída baja LT1763. Hay una atenuación de 40dB a 100kHz y una atenuación de alrededor de 25dB a 1MHz. Los picos de ancho de banda más amplios pasan directamente por el regulador. El propósito del condensador del filtro de salida es absorber picos, pero también tiene limitaciones de rendimiento de alta frecuencia. La respuesta imperfecta del regulador y el capacitor del filtro, debido a los parásitos de alta frecuencia, se simplifica en exceso en la figura 2.1. La figura 2.4 reformula la figura 2.1 e incluye términos parásitos, así como algunos componentes nuevos.
La figura considera el camino de regulación, centrándose en parásitos de alta frecuencia. La identificación de estos parásitos es importante porque propagan ondas y picos en la salida nominalmente regulada. Además, el conocimiento de los elementos parásitos puede proporcionar estrategias de medición que pueden ayudar a reducir el contenido de salida de alta frecuencia. Un regulador de voltaje incluye rutas parásitas de alta frecuencia, principalmente a través de su transistor de paso y capacitancia en sus amplificadores de referencia y regulación. Estos términos, combinados con el limitado ancho de banda de ganancia del regulador, limitan el rechazo de alta frecuencia. Los condensadores de filtro de entrada y salida incluyen inductancia y resistencia parásitas, que se vuelven menos efectivas a medida que aumenta la frecuencia. La capacitancia de disposición parásita proporciona rutas de transmisión no ideales adicionales. Las diferencias de potencial de tierra agregan un error adicional debido a la resistencia e inductancia de la ruta de tierra, y también complican las mediciones. También han aparecido algunos componentes nuevos que normalmente no se asocian con los reguladores lineales. Estos componentes incluyen perlas de ferrita o inductores en las líneas de entrada y salida del regulador. Estos componentes tienen sus propias rutas parásitas de alta frecuencia, pero pueden mejorar significativamente el rechazo general de alta frecuencia del regulador, como se explica a continuación.
(4) Simulador de ondas/picos
Para comprender el problema, es necesario observar la respuesta del regulador a la ondulación y los picos en diversas condiciones. Es deseable poder variar los parámetros de ondulación y pico de forma independiente, incluida la frecuencia, el contenido de armónicos, la amplitud, la duración y el nivel de CC. Esta es una capacidad muy flexible que permite la optimización en tiempo real y el análisis de sensibilidad a diversas variaciones del circuito.
Si bien no hay sustituto para observar el rendimiento de un regulador lineal en condiciones reales de accionamiento del regulador de conmutación, un simulador de hardware puede reducir las sorpresas. La figura 2.5 proporciona esta capacidad. Utiliza un generador de funciones comercial y dos rutas de señal paralelas para formar el circuito. La CC y la ondulación viajan a través de una ruta relativamente lenta, mientras que los picos de banda ancha se procesan a través de una ruta rápida. Estos dos caminos se combinan en la entrada del regulador lineal. La salida de rampa configurable del generador de funciones (Traza A de la Figura 2.6) alimenta la ruta de CC/rizado que consiste en el amplificador de potencia A1 y los componentes asociados. A1 recibe la entrada de rampa y la información de polarización de CC y activa el regulador de voltaje bajo prueba. L1 y la resistencia de 1 W permiten que A1 controle el regulador a la frecuencia de ondulación sin inestabilidad. La ruta del pico de banda ancha se tomó de la salida de "sincronización" pulsada del generador de funciones (traza B). Los flancos de esta salida se diferencian (traza C) y se alimentan a los comparadores bipolares C1-C2. Las salidas de los comparadores (trazas D y E) son espigas sincronizadas con los codos de la rampa. El ancho del pico está controlado por un potencial de umbral de CC complementario aplicado a través de C1 y C2 (a través del potenciómetro 1k y A2). Los inversores lógicos paralelos y controlados por diodos presentan trazas F para controlar la amplitud de los picos. El seguidor Q1 agrega el pico a la ruta de CC/ondulación de A1, formando la entrada al regulador lineal (traza G).
(5) Evaluación/optimización del rechazo de alta frecuencia de los reguladores lineales
El circuito anterior facilita la evaluación y optimización del rechazo de alta frecuencia del regulador lineal. La foto a continuación muestra los resultados en una condición típica, pero las características de polarización de CC, ondulación y pico se pueden cambiar según sea necesario para adaptarse a los parámetros de prueba requeridos. La Figura 2.7 muestra la respuesta del regulador LT1763 de 3 V de la Figura 2.5 a una entrada de CC de 3,3 V con el contenido de ondulación/picos de traza A, CIN = 1 mF y COUT = 10 mF. La salida del regulador (traza B) muestra ondulación suprimida por un factor de 20. La salida es menos puntiaguda y su contenido armónico sigue siendo alto. El regulador no tiene supresión en los tiempos pico de subida. Los condensadores deben cumplir esta tarea. Desafortunadamente, el capacitor está limitado por el término inherente de pérdida de alta frecuencia que filtra completamente los picos de banda ancha; los picos restantes en la traza B no tienen reducción del tiempo de subida. No hay ningún beneficio en aumentar el valor límite en estos tiempos de aumento. La Figura 2.8 (misma asignación de trazas que la Figura 2.7) muestra una reducción de 5x en la ondulación en COUT = 33mF, pero una reducción muy pequeña en la amplitud máxima.
Figura 2.8 · Misma asignación de trazas que la Figura 2.7, pero COUT aumentó a 33uF. La ondulación de salida se reduce en un factor de 5, pero los picos siguen ahí. El tiempo máximo de subida no parece haber cambiado.
Figura 2.9. Figura 2.8 Expansión de tiempo y amplitud de la traza de salida, lo que permite estudios de mayor resolución de las propiedades de los picos. En esta y las siguientes imágenes, se resalta el área central de la pantalla para mejorar la claridad de la foto.
La Figura 2.9 es la extensión de tiempo y amplitud de la traza B de la Figura 2.8, lo que permite un estudio de alta resolución de las propiedades del pico para la siguiente evaluación y optimización. La Figura 2.10 muestra los sorprendentes resultados al colocar la perla de ferrita inmediatamente antes de CIN2. La amplitud máxima disminuyó aproximadamente 5 veces. Las perlas crean pérdidas a altas frecuencias, lo que limita severamente el paso de los picos. La CC y las bajas frecuencias pasan al regulador sin atenuación. Colocar una segunda perla de ferrita antes de COUT produce la traza de la Figura 2.11. La naturaleza con pérdidas de alta frecuencia de las perlas reduce aún más la amplitud máxima a menos de 1 mV sin introducir resistencia de CC en la ruta de salida del regulador.
La figura 2.12 es una versión de mayor ganancia de la figura anterior, que mide una amplitud máxima de 900 mV, casi 20 veces menor que sin la perla de ferrita. Verifique que los resultados indicados no se vean perturbados por componentes de modo común o bucles de tierra conectando a tierra la entrada del osciloscopio cerca del punto de medición. Idealmente, no debería aparecer ninguna señal. La Figura 2.13 muestra que casi no hay señal presente, lo que sugiere que la pantalla de la Figura 2.12 es verdadera.
Figura 2.10 Agregar una perla de ferrita en la entrada del regulador aumenta las pérdidas de alta frecuencia, lo que reduce significativamente los picos.
Figura 2.11 Una perla de ferrita en la salida del regulador reduce aún más la amplitud del pico.
Figura 2.12 Una versión de mayor ganancia de la figura anterior mide una amplitud máxima de 900uV, casi 20 veces menor que sin la perla de ferrita. El ruido del instrumento espesa la línea de base del trazo.
Figura 2.13 Conectar a tierra la entrada del osciloscopio cerca del punto de medición verifica los resultados de la Figura 2.12 con poca interferencia de modo común.
Apéndice A
Introducción a las perlas de ferrita
Los conductores encapsulados en perlas de ferrita tienen la propiedad de aumentar la impedancia con el aumento de la frecuencia, un efecto ideal para el filtrado de ruido de alta frecuencia en conductores de transmisión de señales de CC y de baja frecuencia. Las perlas de ferrita esencialmente no tienen pérdidas dentro de la banda de paso del regulador lineal. A frecuencias más altas, el material de ferrita interactúa con el campo magnético del conductor, creando propiedades con pérdidas. Diferentes materiales y geometrías de ferrita dan como resultado diferentes factores de disipación en función de la frecuencia y el nivel de potencia. La figura A1 muestra esto. La impedancia aumenta de 0,01 ohmios a CC a 50 ohmios a 100 MHz. El efecto de las pérdidas de ferrita se vuelve menos pronunciado con el aumento de la corriente continua y la constante polarización del campo magnético. Tenga en cuenta que las perlas se pueden conectar en serie en el conductor, aumentando proporcionalmente su contribución a la pérdida. Se encuentra disponible una amplia variedad de materiales de perlas y configuraciones físicas para cumplir con los requisitos de productos estándar y personalizados.
apéndice B
Inductores como filtros de alta frecuencia
A veces, se pueden usar inductores en lugar de perlas para el filtrado de alta frecuencia. Por lo general, es apropiado un valor de 2 mH a 10 mH. Las ventajas incluyen una amplia disponibilidad y mejores resultados a frecuencias más bajas, como 100 kHz. La Figura B1 muestra las desventajas, incluida una mayor resistencia de CC de la ruta del regulador debido a las pérdidas de cobre, la capacitancia de derivación parásita y la susceptibilidad potencial a las emisiones parásitas del regulador de conmutación. Las pérdidas de cobre ocurren en CC, lo que reduce la eficiencia; la capacitancia de derivación parásita permite el paso de señales de alta frecuencia no deseadas. La posición del inductor en el tablero puede ser tal que los campos magnéticos dispersos puedan afectar su devanado, convirtiéndolo efectivamente en el lado secundario del transformador. Los artefactos resultantes relacionados con picos y ondulaciones observados pueden enmascararse como componentes conductores, degradando el rendimiento.
La Figura B2 muestra una forma de filtro inductivo basado en trazas de PCB. Esta longitud extendida de línea formada por un patrón en espiral o serpentina tiene propiedades inductivas a altas frecuencias. En algunos casos, pueden ser sorprendentemente efectivos, aunque con mucha menos pérdida por unidad de área que las perlas de ferrita.
Figura B1: Algunos parámetros parásitos de un inductor. La resistencia parásita reduce el voltaje y reduce la eficiencia. La capacitancia innecesaria permite el paso de señales de alta frecuencia. Los campos magnéticos dispersos provocan corrientes de inductor erróneas.
Figura B2: Los patrones de placa de circuito impreso en espiral y en serpentina se utilizan a veces como filtros de alta frecuencia, aunque no tan bien como perlas de ferrita.
Apéndice C
Técnicas de sondeo para submilivoltios, integridad de señal de banda ancha
Obtener mediciones de submilivoltios de banda ancha confiables requiere prestar atención a cuestiones críticas antes de realizar cualquier medición. Un diseño de placa diseñado para un bajo nivel de ruido es esencial. Considere el flujo de corriente y la interacción de la distribución de energía, los cables de tierra y los planos de tierra. Examine los efectos de la selección y colocación de componentes. Plan de gestión de radiaciones y manejo de corrientes de retorno de carga. Solo se pueden realizar mediciones significativas si el circuito es sólido, el diseño de la placa es adecuado y se utilizan los componentes adecuados.
Incluso la placa de prueba mejor preparada no podrá hacer su trabajo si las conexiones de la señal introducen distorsión. Las conexiones a los circuitos son fundamentales para la extracción de información precisa. Las mediciones de banda ancha de bajo nivel requieren cuidado al enrutar señales a instrumentos de prueba. Los problemas a considerar incluyen bucles de tierra entre el equipo de prueba (incluidas las fuentes de alimentación) y las conexiones de la placa de prueba, así como la interferencia de ruido debido a longitudes excesivas de cables o pistas de prueba. Minimice el número de conexiones a la placa y mantenga los cables cortos. Las señales de banda ancha hacia y desde la placa de prueba deben enrutarse en un entorno coaxial, prestando atención a cómo se conecta el blindaje coaxial al sistema de tierra. El mantenimiento riguroso del entorno coaxial es especialmente importante para obtener mediciones confiables y se describe en detalle aquí.
La figura C1 muestra una representación plausible de picos típicos de reguladores de conmutación medidos en una ruta de señal coaxial continua. El cuerpo de la espiga está bastante bien definido y la interferencia posterior está contenida. La Figura C2 muestra el mismo evento, pero usando un cable de tierra de 3 pulgadas para conectar el blindaje coaxial al plano de tierra de la placa. Se producen distorsiones y oscilaciones significativas de la señal. Las imágenes se tomaron con una sensibilidad de 0,01 V/min. Las mediciones de mayor sensibilidad requieren correspondientemente más atención.
La Figura C3 detalla el uso de un preamplificador de banda ancha de 40 dB de ganancia, lo que permite la medición de 200 mV/min de la Figura textual 2.12. Tenga en cuenta que la ruta desde el regulador hasta el osciloscopio es una ruta puramente coaxial, incluidos los condensadores de acoplamiento de CA. El blindaje del capacitor de acoplamiento coaxial está conectado directamente al plano de tierra de la placa del regulador, y el conductor central del capacitor está conectado a la salida del regulador. No hay conexiones de medición no coaxiales. La figura C4 repite la figura 2.12 del texto y muestra claramente el pico de salida de 900 mV. En la Figura C5, se introdujo intencionalmente un cable a tierra de dos pulgadas en el punto de medición, violando el entorno coaxial. El resultado es que la representación de la forma de onda está completamente dañada. Como prueba final para verificar la integridad de la medición, es necesario repetir la medición de la Figura C4, poniendo a tierra la entrada de la ruta de la señal (como el conductor central del capacitor de acoplamiento coaxial) cerca del punto de medición, como se muestra en la Figura 2.13 del texto. Idealmente, no debería aparecer ninguna señal. En la práctica, puede haber algunas señales residuales pequeñas que sean aceptables debido a los efectos del modo común.
Figura C1: Los picos medidos en la ruta de la señal coaxial continua muestran perturbaciones y oscilaciones modestas después del evento principal.
Figura C2: la introducción de 3 conexiones a tierra no coaxiales da como resultado una distorsión y oscilaciones significativas de la señal después del evento principal.
Figura C3 * Un preamplificador de banda ancha y bajo ruido permite la observación de picos de submilivoltios. La conexión coaxial debe mantenerse para mantener la integridad de la medición.
Figura C4: El preamplificador de bajo ruido y la ruta de la señal coaxial estrechamente aplicada producen la representación de 900 mVp-p de la Figura 2.12. La línea de base en negrita de la traza indica el ruido de fondo del preamplificador.
Figura C5. Una conexión a tierra no coaxial de 2 pulgadas en el punto de medición destruye por completo la presentación de la forma de onda.
3. Regulación de potencia para sistemas portátiles y PDA
introducción
Los sistemas portátiles y PDA necesitan desarrollar múltiples voltajes estables a partir de una sola batería. En este campo, el tamaño pequeño, el peso ligero y la alta eficiencia son imprescindibles para soluciones competitivas. Un ligero aumento en la eficiencia puede prolongar la vida útil de la batería y hacer que el producto final sea más práctico sin agregar peso. Además, la alta eficiencia minimiza el disipador de calor necesario para los componentes de acondicionamiento de energía, lo que reduce aún más el peso y el tamaño del sistema.
Los sistemas de baterías incluyen NiCd, NiMH, plomo-ácido, litio recargable y baterías alcalinas desechables. Poder acondicionar una variedad de baterías hace que el producto final sea más atractivo, ya que las fuentes de alimentación se pueden intercambiar, lo que aumenta la versatilidad general del sistema.
La batería recargable principal puede ser uno de los cuatro tipos de baterías secundarias, con la capacidad de usar baterías alcalinas para trabajos de respaldo o de emergencia. La mayor densidad de energía proporcionada por las pilas alcalinas no recargables permite que el sistema funcione durante largos períodos de tiempo sin necesidad de cambiar las pilas.
El sistema que se muestra aquí presenta acondicionamiento de energía con alta eficiencia y bajo número de piezas. Se hace una compensación entre la complejidad y la eficiencia para maximizar la capacidad de fabricación y minimizar el costo. Todas las fuentes de alimentación pueden operar en un amplio rango de voltaje de entrada, lo que permite una gran flexibilidad en la elección de la configuración de la batería.
Controlador LT1432 para reguladores reductores de 5 V y 3,3 V de alta eficiencia
El LT1432 es un chip de control diseñado para usarse con la serie LT1170 o LT1270 de reguladores de conmutación para hacer un regulador de conmutación reductor (reductor) de 5 V o 3,3 V muy eficiente (Figura 3.1). Estos reguladores tienen interruptores NPN saturables de baja pérdida, generalmente configurados con el negativo (emisor) conectado a tierra. El LT1432 permite que el interruptor flote según lo requiera el convertidor reductor y al mismo tiempo proporciona la saturación total del interruptor para lograr la máxima eficiencia.
Se han integrado muchas otras características en el LT1432 para mejorar el funcionamiento en aplicaciones alimentadas por batería. La limitación de corriente precisa usa solo 60 mV de voltaje de detección, permite la retroalimentación de retroceso y usa material de plomo de PCB "libre" como resistencia de detección. Un modo de apagado controlado por lógica consume solo 15 mA de corriente de la batería para permitir tiempos de apagado extremadamente largos. El circuito integrado de conmutación se alimenta desde la salida del regulador para mejorar la eficiencia y permitir voltajes de entrada tan bajos como 6,5 V.
El LT1432 presenta una operación de modo de ráfaga opcional para una alta eficiencia con corrientes de carga muy ligeras (0 mA a 100 mA). En el modo de conmutación normal, el consumo de energía en espera es de aproximadamente 60 mW, lo que limita la eficiencia con cargas ligeras. En el modo de ráfaga, el consumo de energía en espera se reduce a unos 15 mW. En este modo, la ondulación de salida es de 150 mVP-P, pero generalmente se encuentra dentro de los requisitos de las fuentes de alimentación de lógica digital. La operación del modo de ráfaga generalmente se usa en un estado de "reposo", donde el chip de memoria IC permanece encendido para retener los datos, pero el resto del sistema se apaga. La corriente de carga en este modo suele estar en el rango de 5 mA a 100 mA. Los modos de funcionamiento están controlados por lógica.
El LT1432 está disponible en paquetes DIP y de montaje en superficie de 8 pines. Las familias LT1170 y LT1270 están disponibles en un paquete de montaje en superficie TO-220 de 5 conductores.
descripción del circuito
El circuito que se muestra en la figura 3.2 es un convertidor reductor directo básico de 5 V que funciona con un rango de voltaje de entrada de 6,5 V a 25 V. El interruptor de encendido se encuentra entre el pin VSW y el pin GND del LT1271. Su corriente y ciclo de trabajo están controlados por el voltaje entre el pin VC y el pin GND. Este voltaje varía de 1 V a 2 V a medida que la corriente del interruptor aumenta de cero a escala completa. El LT1432 mantiene el voltaje de salida correcto a través de un circuito con una referencia interna y un amplificador de error. La salida del amplificador cambia de nivel a través de un NPN interno de drenaje abierto que impulsa el pin VC del conmutador. Dado que el pin de retroalimentación está referenciado a muchos voltios con respecto al pin GND, no se puede realimentar al pin de retroalimentación del conmutador usando la división de resistencia normal. El pin de retroalimentación (FB) simplemente se pasa por alto con un capacitor. Esto hace que el pin VC del conmutador oscile alto, con una capacidad de fuente de corriente de aproximadamente 200 mA. El pin VC del LT1432 luego controla el bucle al recibir esta corriente. C4 forma el polo del bucle dominante y R1 agrega un cero. C5 forma un polo de retorno de mayor frecuencia para controlar la ondulación de conmutación en el pin VC.
D2 y C3 generan el suministro flotante de 5 V para el conmutador, cuyo pico detecta el voltaje de salida durante el tiempo de "apagado" del conmutador. Esta es una forma muy eficiente de alimentar el conmutador porque la disipación de energía no aumenta a medida que aumenta el voltaje de entrada del regulador. Sin embargo, el circuito no es de arranque automático, por lo que se debe usar algún método para arrancar el regulador. Esto se realiza mediante una ruta de corriente interna en el LT1432 que permite que la corriente fluya desde el suministro de entrada al pin V+ durante el arranque.
En los reguladores de 5 V y 3,3 V, D1, L1 y C2 actúan como diodo de protección normal y filtro de salida para el convertidor reductor. Estos componentes deben seleccionarse cuidadosamente para mantener una alta eficiencia y una ondulación de salida aceptable.
La limitación de corriente la realiza R2. Para mantener una alta eficiencia, el voltaje inducido es de solo 60 mV. Esto también reduce el valor de la resistencia de detección lo suficiente como para utilizar las trazas de PCB como resistencia de detección. El voltaje inducido tiene un coeficiente de temperatura positivo para igualar el del cobre.
El regulador básico tiene tres modos diferentes de operación, definidos por el modo pin drive. La operación normal ocurre cuando el pin de modo está conectado a tierra. Un pin de modo flotante permite la operación de modo de ráfaga de baja corriente de reposo. En este modo, la corriente de entrada suele ser de 1,3 mA y el voltaje de ondulación de salida es de 100 mVP-P. Tirar del pin de modo por encima de 2,5 V coloca todo el regulador en un estado de apagado de micropotencia donde el consumo de energía típico es inferior a 20 mA.
¿Cuáles son los beneficios de usar interruptores activos (síncronos) en lugar de diodos de protección? Es un enfoque moderno, pero los cálculos y las placas de prueba reales muestran ganancias de eficiencia de solo un pequeño porcentaje en el mejor de los casos. Esto se puede ilustrar con la siguiente fórmula simplificada:
esto no tiene en cuenta las pérdidas de la unidad de compuerta FET, que pueden reducir fácilmente esta cifra a menos del 2 %. El costo adicional, el volumen y la complejidad de las configuraciones de conmutadores síncronos solo se justifican en los casos más extremos.
La eficiencia del modo de ráfaga está limitada por el consumo de corriente en reposo del LT1432 y el circuito integrado de conmutación. La potencia de entrada sin carga típica del modo de ráfaga es de 17 mW. Eso es aproximadamente un mes de duración de la batería para un paquete de baterías de 12 V, 1,2 Ahr. El aumento de la potencia de carga disminuirá el tiempo de descarga proporcionalmente. La corriente de apagado total es de solo unos 15 mA, muy por debajo de la tasa de autodescarga de las baterías típicas.
La familia de reguladores de conmutación BICMOS ofrece la mayor eficiencia reductora.
Los controladores reguladores de conmutación reductores simples y dobles LTC1148 cuentan con una operación automática en modo de ráfaga para mantener una alta eficiencia con corrientes de salida bajas. Todos los miembros de esta familia cuentan con una arquitectura de modo actual y fuera de tiempo constante. Esto da como resultado una excelente respuesta transitoria de línea y carga, corriente de ondulación constante del inductor y buen control de corriente de arranque y cortocircuito. El LTC1147/LTC1143 maneja un solo MOSFET de canal P externo, mientras que el LTC1148/LTC1142 y el LTC1149 manejan MOSFET de potencia externos sincrónicos a frecuencias de conmutación de hasta 250 kHz.
La Tabla 3.1 resume la idoneidad de esta familia para las necesidades comunes de convertidores de CC a CC de portátiles. El LTC1147 está disponible en un paquete SOIC de 8 pines y maneja solo un MOSFET de potencia, con una ligera pérdida de eficiencia pero con un espacio mínimo en la placa de PC. El LTC1148HV/LTC1142HV proporciona conmutación sincrónica a voltajes de entrada de 4 V a 18 V (20 V máx.) (20 V máx.) y cuenta con una corriente de reposo baja de 200 mA. El LTC1149 extiende la operación de conmutación síncrona a voltajes de entrada de 48 V (60 V máximo) con una ligera pérdida de corriente de reposo.
Figura 3.3 * Regulador de 3,3 V de alta eficiencia con funcionamiento en modo de ráfaga manual El
nivel de corriente nominal para todos los tipos de dispositivos se establece mediante una resistencia de detección externa de acuerdo con la fórmula IOUT=100 mV/RSENSE. La corriente máxima del inductor de pico y la corriente del modo de ráfaga también están relacionadas con RSENSE. El límite de corriente máxima es de 150 mV/RSENSE, y cuando la corriente de salida cae por debajo de 15 mV/RSENSE, la operación del modo de ráfaga se iniciará automáticamente. En este modo, el MOSFET externo se apaga para reducir las pérdidas de conmutación y el controlador duerme con una corriente de suministro de 200 mA (600 mA para el LTC1149) mientras el capacitor de salida soporta la carga. Cuando el condensador de salida se descarga en 50 mV, el controlador se vuelve a encender brevemente o "explota" para cargar el condensador.
El apagado completo reduce la corriente de suministro a solo 10 mA (150 mA para el LTC1149).
Figura 3.4 * El convertidor de 5 V a 3,3 V de montaje en superficie de alta eficiencia proporciona una salida de 1,5 A en el área de placa más pequeña
Figura 3.5 * La alta eficiencia operativa del circuito de la Figura 3.4 cubre tres órdenes de corriente de salida
La primera aplicación que se muestra en la Figura 3.4 convierte 5 V a 3,3 V con una corriente de salida de 1,5 A. Al elegir el LTC1147-3.3, se puede lograr la solución de espacio de placa más pequeño con un ligero sacrificio de la eficiencia máxima (en esta aplicación, el LTC1148-3.3 que controla un MOSFET síncrono aumentará la eficiencia de alta corriente en aproximadamente un 2,5 %).
La figura 3.5 muestra cómo la operación en modo ráfaga mantiene una alta eficiencia con una corriente de salida baja.
Figura 3.6 * El regulador de conmutación de 5 V de baja caída y alta eficiencia solo necesita un espacio libre de 200 mV a una salida de 1 A
Figura 3.8 * Eficiencia operativa del convertidor de alta eficiencia LTC1149-5
En la segunda aplicación (Figura 3.6), el LTC1148HV-5 se utiliza como controlador para un regulador de alta eficiencia de 10 W. Debido a su excelente rendimiento de baja caída, este circuito puede usar al menos 5 baterías NiCd o NiMH. Al igual que otros miembros de la familia, el LTC1148HV logra un ciclo de trabajo del 100 % (CC MOSFET de canal P encendido) cuando se pierde. Para mantener la regulación, la diferencia de voltaje de entrada a salida es simplemente el producto de la corriente de carga y la resistencia total del MOSFET, el inductor y la resistencia de detección de corriente. En el circuito de la figura 3.6, esta resistencia total es inferior a 0,2 Ω. A voltajes de entrada bajos, se deben usar MOSFET de nivel lógico. Si bien la clasificación de voltaje de entrada de 18 V de LTC1148HV y LTC1142HV generalmente admite la mayoría de los paquetes de baterías, los adaptadores de pared que se usan con los sistemas portátiles generalmente requieren voltajes de entrada más altos. Este es el escenario de aplicación principal para el LTC1149, como se muestra en la Figura 3.7. Este regulador de 2,5 A puede funcionar con un voltaje de entrada de 8 V a 30 V (limitado por el voltaje de umbral MOSFET estándar), al tiempo que muestra una buena eficiencia en la Figura 3.8. Los interruptores síncronos juegan un papel cada vez más importante en voltajes de entrada altos debido al bajo ciclo de trabajo del interruptor principal. El diseño de la placa de los circuitos en las Figuras 3.4, 3.6 y 3.7 es fundamental para cambiar correctamente entre la operación en modo ráfaga y la operación continua. Al examinar la familia de reguladores LTC1148, el pin del capacitor de temporización y la corriente del inductor son las dos formas de onda más importantes para monitorear. El pin del capacitor de temporización solo caerá a 0V durante el intervalo de suspensión, lo que solo ocurre cuando la corriente de carga es inferior al 20% de la corriente de salida nominal. Consulte la hoja de datos correspondiente para obtener información sobre la ubicación adecuada de los componentes y la ruta a tierra.
Figura 3.7 * El regulador de alta eficiencia de 5 V/2,5 A puede funcionar con un adaptador de CA de hasta 30 V
Condensadores de montaje en superficie para aplicaciones de reguladores de conmutación
En todos los circuitos de la serie LTC1148, una buena regla general para seleccionar el condensador de salida es que su resistencia en serie equivalente (ESR) debe ser menor o igual que el valor de la resistencia de detección (por ejemplo, 0,05 Ω para el circuito de la Figura 3.6) . En aplicaciones de montaje en superficie, es posible que sea necesario conectar varios capacitores en paralelo para cumplir con los requisitos de manejo de capacitancia, ESR o corriente rms de la aplicación. Tanto los capacitores electrolíticos de aluminio como los de tantalio seco están disponibles en forma de montaje en superficie. En el caso de los condensadores de tantalio, es fundamental realizar una prueba de sobrevoltaje para cambiar las fuentes de alimentación. Una buena opción es la serie AVX TPS de capacitores de tantalio de montaje en superficie, disponibles en tamaños de 2 mm a 4 mm. Por ejemplo, si se requiere 440mF/10V en la aplicación, se pueden usar 2 AVX 220mF/10V (modelo TPSE227K010). Consulte al fabricante para otras recomendaciones específicas.
Fuente de alimentación lineal de alta eficiencia
Las fuentes de alimentación conmutadas funcionan en un amplio rango de entrada mientras mantienen una alta eficiencia. Para el funcionamiento con suministro limitado, se han desarrollado sistemas de portátiles alternativos, como el uso de cuatro baterías de NiCad y un regulador lineal para proporcionar una salida de 5 V. Las cuatro celdas de NiCad pueden entregar hasta 6 V cuando están completamente cargadas y pueden descargarse a 4,5 V cuando alimentan directamente el sistema. En la Figura 3.9 se muestra un regulador lineal de baja caída y alta eficiencia adecuado para esta técnica.
Este es un IC completo que maneja un transistor PNP de baja saturación en un paquete TO-92 de 3 pines de muy bajo costo. Se puede utilizar una variedad de transistores PNP de potencia.
Motorola MJE1123 y Zetex ZBD949 se especifican para esta aplicación. La caída de voltaje de este regulador depende de la saturación del transistor PNP y puede estar en el rango de 0.25V a una corriente de salida de 3A y menor a corrientes más bajas. La simplicidad del sistema es muy atractiva para las aplicaciones de computadoras portátiles y, con voltajes de entrada bajos, el regulador lineal tiene muy poca pérdida de energía y, por lo tanto, una alta eficiencia.
Para voltajes de entrada mayores o iguales a 5.2V*, la salida se regula a 5V. Cuando el voltaje de la batería cae por debajo de 5,2 V*, el transistor se satura y el voltaje de salida cae con el voltaje de entrada, menos el voltaje de saturación del transistor.
El controlador de caída baja LT1123 puede suministrar hasta 125 mA de corriente base al transistor de paso. En condiciones de caída, esta corriente se suministra continuamente a la base del transistor de paso porque el transistor permanece saturado. Si se requiere una corriente de excitación más baja, se puede insertar una resistencia opcional (R2) en serie con la base del transistor para minimizar la corriente de excitación y reducir la disipación de energía en el IC. Se puede insertar un FET de canal N en serie en el pin de accionamiento del LT1123 para el apagado eléctrico del sistema.
Conmutación de alimentación mediante controladores MOSFET de canal N de micropotencia de lado alto doble
El controlador de compuerta MOSFET de canal N de lado alto dual LT1155 se puede usar para MOSFET de canal N de bajo costo en aplicaciones de conmutación de lado alto. No se requieren componentes externos ya que una bomba de carga interna aumenta el voltaje de la compuerta por encima del suministro positivo, mejorando completamente el MOSFET de canal N. La operación de micropotencia, con corriente de reserva de 8 mA y corriente activa de 85 mA, se puede utilizar en casi todos los sistemas alimentados por batería, incluso para la conmutación de alimentación principal.
También se incluye una función de detección de sobrecorriente en el chip para evitar el apagado automático en caso de cortocircuito. Se puede agregar un retardo de tiempo en serie con el circuito de detección de corriente para evitar disparos falsos en cargas de irrupción altas, como capacitores o lámparas. Con un funcionamiento de 4,5 V a 18 V, el LTC1155 controla de forma segura prácticamente cualquier FET. Es especialmente adecuado para aplicaciones portátiles donde la operación de energía en miniatura es crítica. El dispositivo está disponible en paquetes SO y DIP de 8 pines.
El LTC1157 es un controlador dual para alimentación de 3,3 V. La bomba de carga interna LTC1157 aumenta el voltaje de activación de la compuerta a 5,4 V por encima del suministro positivo (en relación con 8,7 V sobre el suelo), lo que mejora completamente el MOSFET de canal N de nivel lógico para aplicaciones de conmutación de lado alto de 3,3 V. La bomba de carga está completamente integrada en el chip, por lo que no se requieren componentes externos para generar voltajes de compuerta más altos. El diseño de la bomba de carga es muy eficiente, requiere solo 3 mA en modo de espera y 80 mA cuando suministra 8,7 V a la puerta del MOSFET de potencia.
Figura 3.11 * Controlador MOSFET dual de 3,3 V LTC1157
Figura 3.12 * Regulador de caída baja de micropotencia LT1121
La figura 3.11 muestra cómo conmutar dos cargas de 3,3 V mediante dos MOSFET de montaje en superficie y el LTC1157. Los tiempos de subida y bajada de la puerta suelen ser decenas de microsegundos, pero se pueden ralentizar añadiendo dos resistencias y un condensador, como se muestra en el segundo canal. A veces se requieren tiempos de subida y bajada más lentos para reducir la demanda de corriente de arranque de los condensadores de suministro grandes.
El LT1121 es un regulador de micropotencia de 150mA con apagado.
El LT1121 es un regulador de caída baja de micropotencia para aplicaciones que requieren una corriente de reposo muy baja a corrientes de salida bajas. Con corriente de carga cero, su corriente de entrada es de solo 30 mA. La corriente del pin de tierra aumenta con la corriente de carga, pero en una proporción de aproximadamente 1:25, por lo que la eficiencia del regulador está solo un 4% por debajo del máximo teórico del regulador lineal. Además, la corriente del pin de tierra no aumenta significativamente cuando el voltaje de entrada está por debajo del voltaje mínimo requerido para mantener una salida estable.
Estas características permiten que el LT1121 se use en situaciones en las que la salida rastrea la entrada cuando el voltaje de entrada está por debajo del rango normal. Los reguladores anteriores generarían corrientes de entrada tan altas en esta situación que la operación de micropotencia era imposible.
Se hizo un esfuerzo adicional para hacer que el LT1121 fuera estable con pequeños condensadores de salida con alta ESR. En comparación con los diseños anteriores, se recomienda un condensador de salida de tantalio de 1 mF en lugar de 10 mF. Se pueden usar condensadores de salida más grandes sin preocuparse por la inestabilidad.
El LT1121 es ideal para fuentes de alimentación de modo de respaldo y/o suspensión para computadoras portátiles. Un pin de apagado permite que el regulador se apague por completo, lo que reduce la corriente de entrada a solo 16 mA. El diseño cuidadoso del circuito IC conectado a los pines de entrada y salida permite que la salida permanezca alta sin flujo desde la salida hacia la entrada cuando la entrada se pone a tierra o se invierte. El pin de entrada se puede invertir a 20V.
El LT1121 está disponible con un voltaje de salida fijo de 3,3 V o 5 V y con un rango de voltaje de salida ajustable de 3,75 V a 30 V. Los modelos de voltaje fijo están disponibles en paquetes SOT-223 de 3 pines y SO de 8 pines. Los modelos ajustables están disponibles en paquetes SO de 8 pines.
El LT1129, una versión de 700 mA del LT1121, también está disponible como opción. El LT1129 tiene todas las funciones de protección del LT1121. Con una corriente de reposo sin carga ligeramente más alta de 50 mA, el LT1129 requiere una capacitancia de salida mínima de 3,3 mF. El LT1129 también está disponible con voltajes de salida fijos de 3,3 V y 5 V, y con un rango de salida ajustable de 3,75 V a 5 V. El dispositivo está disponible en un paquete DD de 5 pines.
Controlador de pantalla fluorescente de cátodo frío
Los nuevos sistemas de retroiluminación parecen utilizar generalmente tubos fluorescentes de cátodo frío. Las luces de fondo electroluminiscentes tienen una salida de luz y una vida útil limitadas, lo que las hace de uso limitado para sistemas portátiles y uso limitado entre portátiles y fabricantes de portátiles. Por otro lado, los tubos fluorescentes de cátodo frío tienen alta eficiencia, larga vida y alto rendimiento de luz. En general, se espera que los tubos fluorescentes de cátodo frío funcionen con una corriente de excitación de 1 mA a 5 mA a 30 kHz a 50 kHz. El voltaje y la corriente de accionamiento dependen del fabricante y la geometría del tubo.
La situación ideal es controlar su brillo ajustando la corriente en el tubo.
Para comprender el funcionamiento del controlador CCFL de la figura 3.14, el circuito debe verse en dos partes: 1. El bucle de regulación y 2. El oscilador/controlador de alto voltaje.
Figura 3.14 * Inversor CCFL
Figura 3.15 * Adaptación de lámpara dual para color
El lazo de regulación consta de un regulador de conmutación LT1172 en una configuración de modo reductor que impulsa una corriente constante, que se acopla al transformador de alto voltaje a través de un convertidor autooscilante. La arquitectura del controlador permite una corriente CCFL constante en una amplia gama de voltajes de batería. En el modo reductor negativo, el LT1172 conecta periódicamente el inductor L1 a tierra a través del pin del interruptor, lo que hace que fluya corriente en L1, que es dirigida por los transistores Q1 y Q2 de funcionamiento libre al devanado principal del transformador L2. La salida de L2 es una forma de onda de CA de alto voltaje parcialmente cargada por un capacitor de 15pF. Para lograr la regulación deseada de la corriente actual de la bombilla, D1 y D2 rectifican la corriente de la bombilla y pasan una fase a través de R1. Esta corriente rectificada es convertida en voltaje por R1 y filtrada por R3 y C6. La señal filtrada se convierte en la señal de retroalimentación para el LT1172, manteniéndola en 1,25 V.
Al encerrar una bombilla CCFL en un circuito de retroalimentación, su corriente de operación se puede controlar con precisión y permite que un microprocesador controle el brillo. Al aplicar un voltaje a la parte superior de C6 desde un convertidor D/A o un circuito lógico, se puede controlar la corriente del tubo fluorescente de cátodo frío, de modo que el brillo se puede ajustar a través de la entrada del teclado.
Se eligió una arquitectura de convertidor reductor que impulsa un inversor autooscilante porque permite un amplio rango de voltaje de entrada. También es tolerante a la relación de transformación de los transformadores CCFL. Sin embargo, una advertencia con este circuito es que no hay límite para el voltaje aplicado a los terminales de la bombilla si se rompe el circuito de retroalimentación, por lo que se debe tener cuidado para minimizar la posibilidad de que se aplique energía cuando se retira el CCFL. Consulte la Nota de aplicación 55 de LTC, "Técnicas de iluminación de LCD con un 92 % de eficiencia", para obtener una solución a este problema y obtener más detalles sobre la ingeniería de retroiluminación y los circuitos.
Carga de baterías
Cargador de batería de plomo ácido
Aunque las baterías de gel recargables de plomo-ácido no son tan populares como las baterías de níquel-cadmio, son atractivas debido a su alta densidad de energía por unidad de volumen. Estas baterías tienen una larga vida cuando se manipulan adecuadamente, pero tienden a fallar prematuramente debido a una carga incorrecta. El circuito que se muestra en la figura 3.16 proporciona un sistema de carga casi ideal para baterías de plomo-ácido. Cuenta con compensación de temperatura no lineal precisa, carga de voltaje constante y cobertura de corriente constante, y alta eficiencia en una amplia gama de voltajes de entrada y de batería.
Los cargadores básicos están diseñados con un flyback para permitir el funcionamiento con voltajes de entrada por encima o por debajo del voltaje de la batería. El conmutador IC LT1171 funciona a 100 kHz y puede entregar hasta 15 W a la batería. Los modos de voltaje constante y corriente constante se controlan mediante amplificadores operacionales duales. Cuando la corriente de carga a través de R7 excede el límite preestablecido determinado por R3, R6 y R7, A1 se activará como un limitador de corriente. El propósito de este limitador de corriente es evitar que se aplique una corriente de carga excesiva a una batería muy descargada. Dado que la caída de voltaje en R7 permanece dentro de unos pocos cientos de milivoltios, las pérdidas en R7 son bajas.
Las baterías de plomo-ácido tienen un coeficiente de temperatura negativo no lineal que debe compensarse con precisión para garantizar una vida útil prolongada de la batería y una capacidad de carga adecuada. R5 es un termistor de coeficiente de temperatura positivo (termosensor) cuyo coeficiente de temperatura lineal de +0,7 %/°C se convierte en la característica no lineal deseada mediante una conexión en paralelo con R2. La combinación de R2, R3 y R4 amplifica el nivel de retroalimentación de 1,244 V del LT1171 al nivel de 2,35 V requerido por una batería a 25 °C. A2 se utiliza como un búfer para impulsar la red de resistencias. Esto permite el uso de resistencias grandes como R9 y R10 en serie con el multiplicador de batería. R9 se establece en 200k para cada batería en serie. R9 consume solo 12 mA, por lo que se puede conectar permanentemente a la batería. Se agrega R1 para darle al cargador una resistencia de salida finita (0,025 W por celda) para evitar la búsqueda de baja frecuencia.
Carga de batería NiCad
La carga de la batería es una parte muy importante de cualquier sistema portátil. El circuito de carga de la batería de hidruro de níquel-cadmio o níquel-metal que se muestra aquí controla la corriente que ingresa a la batería, pero no detecta el estado de carga completa de la batería.
El primer circuito es un cargador de batería de corriente constante (Figura 3.17), en una configuración flyback. Esto permite que el voltaje de la batería sea más bajo o más alto que el voltaje de entrada. Por ejemplo, una batería de 16 V se puede cargar con una batería de automóvil de 12 V. La corriente de carga es detectada por la resistencia R4 de 1,2 W y se establece en aproximadamente 600 mA. Las resistencias R5 y R6 limitan el voltaje máximo de salida cuando no hay batería conectada. El diodo D3 evita que la batería se descargue a través de la red divisora de voltaje cuando el cargador está apagado, mientras que el transistor Q1 permite que el cargador se apague electrónicamente.
Los siguientes dos cargadores son configuraciones de cargadores reductores de alta eficiencia. El voltaje de entrada debe ser mayor que el voltaje de la batería para que se realice la carga. Estos cargadores tienen una eficiencia del 90 % cuando se cargan a la corriente de salida máxima. Debido a su muy alta eficiencia, ni el regulador de conmutación ni los diodos requieren un disipador de calor.
El cargador de batería de dos velocidades de la Figura 3.18 utiliza señales lógicas para alternar entre una tasa de carga alta (hasta 2 A) y una tasa de goteo para mantener viva la batería. El amplificador LT1006 detecta la corriente de carga de la batería y activa el pin de retroalimentación del regulador de conmutación LT1171. Todo el circuito de control se basa en el arranque del LT1171 y flota en la frecuencia de conmutación, por lo que se debe minimizar la capacitancia parásita.
El transistor de ajuste de ganancia cambia la ganancia del LT1006 al cortocircuitar o desconectar la resistencia R1. Para los valores mostrados, esto variará la tasa de carga entre 0.1A y 1A.
El cargador de la Figura 3.19 es programable a través de un convertidor DA. La corriente de carga es proporcional al voltaje de programación. Una pequeña resistencia de detección en la parte inferior de la batería detecta la corriente de carga de la batería. Esto se compara con el voltaje de programación y produce una señal de retroalimentación que activa el pin VC del LT1171. Esto controla la corriente de carga al LT1171, y con el circuito de control apropiado se puede programar cualquier corriente de batería. La eficiencia es del 90% a altas corrientes de carga.
Fuente de alimentación de contraste LCD
Las pantallas LCD generalmente necesitan configurar el contraste de la pantalla entre 18V y 24V. Por lo general, se requiere un regulador de conmutación en el sistema para generar este voltaje, aunque es una potencia relativamente baja. El LT1172 puede generar el voltaje requerido con un mínimo de componentes.
El circuito de la Figura 3.20 funciona generando +18 V a +24 V en una configuración de refuerzo y luego invirtiendo el voltaje a través de una bomba de carga. Esto permite utilizar un pequeño inductor en lugar de un transformador para la conversión.
Un regulador/cargador para baterías NiCd de 4 celdas
El nuevo controlador MOSFET de potencia dual LTC1155 proporciona una compuerta de 12 V a dos MOSFET de potencia de canal N cuando se alimenta desde 5 V, sin necesidad de componentes externos. Esta capacidad, junto con sus funciones de protección y consumo de microenergía, lo hacen ideal para aplicaciones de conmutación de lado alto que anteriormente requerían MOSFET de canal P más costosos.
El sistema de energía de la computadora portátil en la Figura 3.21 es un buen ejemplo de una aplicación que se beneficia directamente de este esquema de unidad de lado alto. Se puede usar un paquete de baterías NiCd de 4 celdas para alimentar un sistema portátil de 5V. Los MOSFET de potencia de canal N económicos con resistencia de encendido muy baja permiten la conmutación de potencia de caída baja entre el paquete de baterías y la lógica de 5V.
La Figura 3.21 muestra cómo construir un cargador de batería y un regulador de 5 V de caída muy baja utilizando el LTC1155 y tres MOSFET de potencia económicos. La mitad del controlador MOSFET dual LTC1155 controla la carga de la batería. El soporte de pared con limitación de corriente de 9 V y 2 A se conecta directamente al paquete de baterías a través de un interruptor MOSFET Q2 de muy baja resistencia. La salida del controlador de compuerta, pin 2, produce un voltaje de controlador de compuerta de aproximadamente 13 V, lo que aumenta completamente Q1 y Q2. Q2 tiene una caída de tensión de solo 0,17 V a 2 A, por lo que se puede montar en superficie para ahorrar espacio en la placa.
Un termistor económico RT1 mide la temperatura de la batería y apaga el LTC1155 bajando el pin 1 (entrada de detección de drenaje) cuando la temperatura sube a 40 °C. El comparador de ventana también garantiza que las baterías muy frías (<10 °C) no se carguen rápidamente.
Q1 enciende una luz durante la carga rápida para informar a los operadores de computadoras que la batería se está cargando correctamente. Cuando la temperatura de la batería sube a 40 °C, el LTC1155 se bloquea y la corriente de carga de la batería que fluye a través de R9 cae a 150 mA.
Un paquete de baterías NiCd de 4 celdas produce alrededor de 6 V cuando está completamente cargado. Cuando la batería esté casi descargada, este voltaje caerá a unos 4,5 V. La segunda sección del LTC1155 proporciona la activación de voltaje de puerta, pin 7, para el regulador MOSFET de caída muy baja. El LT1431 controla la puerta de Q4 y proporciona una salida regulada de 5 V cuando el voltaje de la batería es superior a 5 V. Cuando el voltaje de la batería es inferior a 5 V, Q4 actúa como un interruptor de baja resistencia entre la batería y la salida del regulador.
Se conecta un segundo MOSFET de potencia, Q3, entre el suministro de 9 V y la salida del regulador para "desviar" el regulador principal cuando se conecta el suministro de 9 V. Esto significa que cuando el soporte de pared del cargador está conectado, la energía de la computadora se extrae directamente del cable de alimentación de CA. El LT1431 proporciona regulación para Q3 y Q4 y mantiene 5 V constantes en la salida del regulador. La cadena de diodos que consta de diodos D2-D4 asegura que cuando se conecta al soporte de pared, Q3 conduce toda la corriente del regulador, separando los dos voltajes de puerta en aproximadamente 2V.
R14 actúa como un sentido de corriente para el regulador. El regulador se bloquea en 3A cuando la caída de voltaje entre el segundo pin de entrada de detección de drenaje (pin 8) y el pin de suministro (pin 6) supera los 100 mV. R10 y C3 proporcionan un breve retraso. El microprocesador puede reiniciar el regulador apagando y luego encendiendo el segundo pin de entrada (pin 5).
Cuando el voltaje de la batería cae por debajo de 4,6 V, el microprocesador apaga el regulador. El regulador de 5V, 2A tiene una corriente de espera de menos de 10mA. Durante la carga, cuando aumenta el voltaje de la batería, el regulador de voltaje se vuelve a encender.
El consumo de energía de la propia computadora portátil suele ser muy bajo. Un adaptador de corriente de corriente limitada consume la mayor parte de la energía producida por un paquete de baterías de carga rápida. Q2 consume menos de 0,5 W. El consumo de energía de R9 es de aproximadamente 0,7 W. Cuando la batería esté completamente cargada, el Q4 consumirá alrededor de 2 W durante un breve período de tiempo y, una vez que el voltaje de la batería caiga por debajo de 5 V, el consumo de energía será inferior a 0,5 W. Los tres circuitos integrados que se muestran son de micropotencia y casi no consumen energía. Sin embargo, si se requiere la corriente de salida completa de 2A cuando se alimenta desde un adaptador de corriente, Q3 podría disipar hasta 7W.
El circuito que se muestra en la figura 3.21 ocupa muy poco espacio en la placa. El LTC1155 está disponible en un paquete SO de 8 pines y los tres MOSFET de potencia también están disponibles en un paquete SO. Sin embargo, Q3 y Q4 deben enfriarse adecuadamente (consulte la hoja de datos del fabricante del MOSFET para conocer las recomendaciones térmicas de montaje en superficie).
El LTC1155 permite la conexión directa de energía desde un paquete de baterías de NiCd de 4 celdas al cargador y la carga mediante interruptores MOSFET de canal N económicos. Esta técnica es muy rentable y muy eficiente. Casi toda la energía de la batería se entrega directamente a la carga para garantizar el máximo tiempo de funcionamiento de la batería.
Fuente de alimentación para PC de bolsillo
El diseño de la fuente de alimentación de una computadora portátil es completamente diferente al de una computadora portátil. Las computadoras portátiles generalmente usan un paquete de baterías NiCd de 9V a 15V como fuente de energía. Debido al tamaño extremadamente pequeño de la computadora de mano, solo se pueden acomodar dos o cuatro baterías AA. Los dispositivos portátiles tardan más en funcionar en modo de suspensión porque actualmente no tienen unidades de disco. Un sistema de mano típico puede tener horas de funcionamiento con el procesador activo a máxima potencia, docenas de horas de funcionamiento estático con el procesador apagado pero la pantalla aún activa y dos horas en modo de suspensión meses de duración de la batería, donde se retiene toda la memoria , pero no se realizan cálculos. El dispositivo portátil también utiliza baterías de litio como energía de respaldo cuando las baterías AA se agotan o se reemplazan.
Las fuentes de alimentación de las PDA suelen ser pilas alcalinas AA desechables. El uso de estas baterías desechables crea problemas diferentes a los de una computadora portátil. A diferencia de los sistemas de energía alimentados por baterías recargables de NiCd o NiMH, los circuitos de conversión de energía de alta eficiencia no son necesariamente adecuados para baterías desechables. Dado que la impedancia de salida de una batería recargable es muy baja, el circuito de conversión más eficiente logrará el mayor tiempo de funcionamiento. Las baterías primarias, por otro lado, tienen una impedancia interna relativamente alta, por lo que la vida útil más larga de la batería se logra cuando la carga de la batería es baja y relativamente constante. Un convertidor de potencia que reduzca las pérdidas en el circuito de conversión y minimice los efectos de la resistencia interna de la batería proporcionará la vida útil más prolongada del sistema. Algunos diseños de 4 celdas presentados aquí están diseñados para reducir la corriente máxima de la batería para prolongar la vida útil de la batería principal. Otras configuraciones, si bien son potencialmente más eficientes, exigen picos de energía más altos a la batería y, por lo tanto, acortan la vida útil de la batería. El circuito de conversión que se muestra aquí ha sido probado con baterías alcalinas AA y proporcionó una batería de larga duración.
Circuito de alimentación de computadora de mano con entrada de 2 baterías
Se puede generar un suministro estable de 5 V a partir de dos baterías AA usando el circuito que se muestra en la Figura 3.22. U1 es un convertidor de CC a CC de micropotencia LT1108-5 configurado como un convertidor elevador o "boost". La salida de 5 V monitoreada a través del pin SENSE de U1 se divide internamente y se compara con una referencia de 1,25 V dentro del dispositivo. Cuando la salida cae por debajo de 5V, el oscilador de U1 se activa, activando y desactivando los transistores a una frecuencia de 19kHz. Esta acción hace que la corriente se acumule alternativamente en L1 y luego se vierta en C1 a través de D1, lo que aumenta el voltaje de salida. Cuando la salida alcanza los 5V, el oscilador se apaga.
Figura 3.22 * Dos pilas AA emiten 5 V y proporcionan 150 mA
Un oscilador controlado proporciona el mecanismo para mantener la salida constante a 5V. R1 invoca la función de límite de corriente del LT1108, que limita la corriente máxima del interruptor a aproximadamente 1A. Cuando la corriente alcanza el límite programado establecido por R1, U1 limita la corriente cerrando el interruptor. Por lo tanto, el tiempo de "encendido" del interruptor disminuye al aumentar el voltaje de entrada, mientras que el tiempo de "apagado" no se ve afectado. Este esquema mantiene constante la corriente máxima del interruptor en todo el rango de voltaje de entrada, lo que permite una transferencia de energía mínima a voltajes de batería bajos sin exceder la clasificación de corriente máxima de L1 a voltajes de batería altos. El requerimiento de corriente máxima debe ser cuidadosamente considerado para la mayor duración posible de la batería ajustando R1 para adaptarse a la aplicación individual. Por ejemplo, si solo necesita un máximo de 75 mA, puede aumentar R1 a 100 ohmios. Esto limita la corriente del interruptor a alrededor de 650 mA, lo que aumenta la eficiencia del convertidor, reduce la demanda de corriente máxima y prolonga en gran medida la vida útil de la batería.
El circuito puede entregar hasta 150 mA de salida de 5 V desde un rango de entrada de 3,5 V a 2,0 V. La eficiencia es del 80 % a 3,0 V y del 70 % a 2,0 V con corrientes de carga de 15 mA a 150 mA. La ondulación de salida es de 75 mV de pico a pico y la corriente de reposo sin carga es de solo 135 uA.
Polarización de LCD con 2 pilas AA
La figura 3.23 muestra un generador de polarización LCD de 24 V. En este circuito, U1 es un convertidor de CC a CC de micropotencia LT1173. La entrada de 3V se convierte a +24V mediante el interruptor de U1, L1, D1 y C1. El pin del interruptor (SW1) luego impulsa la bomba de carga que consta de C2, C3, D2 y D3 para cambiar el nivel de la salida de +24 V a -24 V. Desde un voltaje de entrada de 3,3 V a 2,0 V, la regulación lineal es inferior al 0,2 %. La regulación de carga es del 2% de 1mA a 7mA de carga. El circuito entrega hasta 7mA al 73% de eficiencia desde una entrada de 2.0V.
Figura 3.23 * La fuente de alimentación LCD de 2 celdas genera 7 mA de -24 V
Circuito de alimentación Palm con 4 entradas de batería
Los dispositivos portátiles más nuevos y potentes que utilizan el procesador 386SX requieren más energía de la que dos baterías AA pueden proporcionar para una vida útil razonable. El circuito que se muestra aquí proporciona una salida conmutable de 3,6 V/5 V para la lógica principal, una salida de 23 V para la polarización de la pantalla LCD, una salida de +12 V para la generación de memoria Flash VP-P y utiliza una batería de litio de 3 V para proporcionar energía de respaldo automática. En condiciones sin carga, la corriente de reposo necesaria para todo el sistema es de 380 mA.
Figura 3.25 * El generador de polarización LCD proporciona -24 V a 10 mA
El circuito convertidor principal que se muestra en la figura 3.24 es un convertidor reductor-elevador combinado. Cuando las 4 pilas AA están cargadas, el circuito se comporta como un regulador lineal. Si bien esto puede parecer ineficiente, tenga en cuenta que el voltaje de la batería generalmente cae rápidamente de 6 V a 5 V. Con una entrada de 5 V, la eficiencia es de 3,6 V/5 V o 72 %. A medida que el voltaje de la batería cae aún más, la eficiencia aumenta a más del 90 % con una entrada de 4,2 V. Cuando la batería cae por debajo de 4 V, el circuito cambia al modo de refuerzo, exprimiendo toda la energía disponible de la batería.
El convertidor proporciona una salida de 3,6 V a 200 mA desde una entrada de 2,5 V. En modo boost, la eficiencia está entre 83% y 73% (a 2.5VIN). Los reguladores lineales no tienen pulsos de corriente. Las pilas alcalinas AA tienen una impedancia interna relativamente alta y el pulso de corriente que exige un regulador de conmutación de la pila puede reducir su vida útil. 4 pilas alcalinas AA tienen una impedancia de aproximadamente 0,5 W cuando están nuevas, aumentando a 2 W al final de su vida útil. Esta topología puede proporcionar una potencia de salida de 3,6 V y 200 mA durante más de 9,3 horas en comparación con el uso de la topología flyback, que solo puede proporcionar 7 horas.
La función de respaldo se implementa usando otro circuito LT1173 que también se muestra en la Figura 3.24. La energía para el LT1173 proviene de la salida lógica principal. La batería de litio está sujeta a una carga de aproximadamente 1,5 mA debido a la fuga del condensador de 10 mF, la fuga del interruptor y el divisor de resistencia de 910k/1M. La carga total es inferior a 5 mA. El LT1173 requiere 110 mA de corriente de reposo, extraída de la línea de suministro de lógica principal.
Cuando la entrada de respaldo/normal sube, la retroalimentación se conecta en serie, pero el convertidor no inicia el ciclo hasta que el voltaje de suministro lógico principal cae a 3,4 V. Este convertidor es capaz de suministrar 3.6V a 10mA. Si la señal de respaldo/normal es impulsada por el circuito de la Figura 3.27, el convertidor de respaldo se iniciará automáticamente cuando se extraiga la batería AA principal o se agote la batería. Se proporciona una función de detección de batería baja usando el bloque de ganancia dentro del LT1173. El divisor de voltaje 910k/1M establece la salida BL4, que baja cuando VBATT es igual a 2.4V.
El generador de polarización LCD de -24 V que se muestra en la Figura 3.25 utiliza el LT1173 como controlador para controlar un transistor PNP de 2 A FZT749 en un paquete SOT-223. El LT1173 mantiene 1,25 V entre su pin FB y el pin GND. La corriente debe fluir a través de la resistencia de 3M para generar 1,25 V en R1. Esto hará que el pin "GND" sea negativo. El inductor de 220 mH limita la corriente del interruptor entre 500 mA para una batería nueva y 300 mA para una batería descargada (3,6 V). La eficiencia de este convertidor está en el rango del 70%. Se puede lograr una mayor eficiencia simplemente reduciendo el valor del inductor; sin embargo, esto realmente reducirá la vida útil de la batería debido a los pulsos de corriente más altos extraídos de la batería.
Figura 3.26 * El generador Flash VP-P proporciona una entrada de 12 V, 40 mA de 4 baterías AA
La Figura 3.26 muestra un generador VP-P de memoria Flash. La salida puede proporcionar hasta 40mA de 12V. El convertidor es conmutado por un pequeño MOSFET de canal N conectado con una resistencia de retroalimentación de 124k. Cuando el MOSFET está encendido, la resistencia está conectada a tierra y el convertidor produce 12V. Cuando el MOSFET está apagado, la resistencia de 124k se desconecta y el pin de retroalimentación flota alto, apagando el convertidor. Cuando está apagado, el voltaje de salida es el voltaje de la batería menos una caída de diodo. Esta condición se aplica a la memoria Flash. Dado que el chip Flash contiene un detector de nivel, no puede ocurrir una programación accidental. Cuando el voltaje del pin VP-P es inferior a 11,4 V, el propio chip Flash no permitirá la programación. Un bloque de ganancia que utiliza el LT1173 proporciona otra función de detección de batería baja. Aquí se detecta la batería alcalina primaria, cuando el voltaje de la batería está por debajo de 4,0 V, el pin AO baja.
Figura 3.27 * El detector de batería detecta la extracción de la batería principal, lo que indica VBATT < 3,6 V
Finalmente, una referencia de dos terminales de micropotencia y comparadores duales forman un par de detectores de batería. El comparador superior de la Figura 3.27 detecta directamente la batería principal. BL3 subirá cuando el voltaje de la batería sea inferior a 2,5 V (¡batería muy descargada!) o cuando se extraiga la batería. Si está conectado a la señal de respaldo/normal del convertidor de respaldo de litio, el respaldo se hará cargo automáticamente de la línea de suministro de energía lógica principal. Otro comparador baja cuando el voltaje de la batería es inferior a 3,6 V.
Controlador de retroiluminación CCFL para computadoras de mano
La pantalla retroiluminada mejora en gran medida la aceptación de los usuarios de las computadoras portátiles. Los dispositivos portátiles nunca han usado pantallas retroiluminadas debido a los requisitos de alta potencia de los circuitos inversores necesarios para encender las bombillas. El circuito de la figura 3.28 es una fuente CCFL de micropotencia que supera este problema. Un suministro CCFL típico de una computadora portátil impulsa la bombilla a 5 mA. Este circuito utiliza el convertidor de CC a CC de micropotencia LT1173, que opera desde un rango de entrada de 2,0 V a 6 V. La corriente máxima de la lámpara está limitada a 1 mA. El control sobre la corriente de la bombilla se puede mantener a 1 mA, ¡eso es una luz muy tenue! Es adecuado para aplicaciones portátiles donde se desea la máxima duración de la batería.
L1, Q1 y Q2 forman un convertidor de nivel Royale impulsado por corriente cuya frecuencia de oscilación está determinada principalmente por las características de L1 (incluida la carga) y el condensador de 0,01 mF. Todo el convertidor es conmutado por la operación de modo de ráfaga del LT1173. Un filtro RC de 1M/0.01mF en el pin de retroalimentación LT1173 filtra la señal de medio seno presente en la cadena del potenciómetro de 3.3k-1M. Esta señal representa la mitad de la corriente de la bombilla. El LT1173 regula la energía a la bombilla para mantener 1,25 V en su pin de retroalimentación a través del control de circuito cerrado. Para corrientes de bulbo más bajas, el LT1173 está inactivo la mayor parte del tiempo, consumiendo solo 110 mA de corriente de reposo. Con una corriente de bombilla máxima de 1 mA, el circuito consume menos de 100 mA. Con una corriente de entrada de menos de 5 mA, la bombilla emitía una cantidad decente de luz.
Figura 3.28 * El controlador CCFL de Micropower proporciona una corriente de lámpara de hasta 1 mA con 2 baterías AA